0 引言

    伴隨著現(xiàn)代電網(wǎng)系統(tǒng)迅速的發(fā)展升級,，對電網(wǎng)電力傳輸和配電網(wǎng)絡(luò)的需求越來越高,。隨著人力成本的增加以及微處理器技術(shù)的發(fā)展，采用高精度自動控制系統(tǒng)來實現(xiàn)自動化的電網(wǎng)檢測和控制,，為電力部門的管理和設(shè)備控制節(jié)約成本,，成為電力工業(yè)系統(tǒng)的必然選擇。圖1是典型的便攜式電力安全監(jiān)測系統(tǒng),，其利用外部電壓或者電流傳感網(wǎng)絡(luò)來對一個周期內(nèi)的信號進行連續(xù)采樣,，通過多個采樣數(shù)據(jù)來計算其有效值。然后通過數(shù)據(jù)處理電路DSP來完成AD信號的多路同步轉(zhuǎn)換和測量運算,。運算的結(jié)果同時被串口傳送給單片機進行數(shù)據(jù)存儲顯示控制,，并最終在LCD顯示模塊顯示所需要的信息^[1-3]。

    供電質(zhì)量管理系統(tǒng)對多相電網(wǎng)的電壓和電流進行檢測,，同時監(jiān)控和檢測負載的頻率諧波,。電網(wǎng)系統(tǒng)中電力監(jiān)測的測量精度是通過高精度ADC的同步采樣來實現(xiàn)的，ADC的電壓測量動態(tài)范圍要根據(jù)檢測對象的最大電壓和測量精度來決定,。

    在典型的3相測量系統(tǒng)中,，需要對三路的電流互感器和功率變壓器分別進行采樣。典型的變壓器輸出一般在±620 mV以內(nèi),，要對小信號進行精確測量,，就需要高精度的ADC來實現(xiàn)多通道同步采樣。另外對電力系統(tǒng)電流的測量同樣對ADC的動態(tài)范圍提出了較高的要求,。例如對于10 A的標稱值,、100 A的最大測量值和0.2級的監(jiān)測要求，需要測量系統(tǒng)的總動態(tài)范圍大于86 dB,。根據(jù)系統(tǒng)需求,，典型的電力系統(tǒng)監(jiān)測需要至少14 bit的ADC。本文提出一種多位5階sigma-delta（ΣΔ）ADC,，動態(tài)范圍大于100 dB,，能夠滿足變壓器的小AC輸出進行測量，實現(xiàn)快速的數(shù)據(jù)采集，以便后續(xù)FFT處理,。

1 前級采樣

    圖2是開關(guān)電容采樣保持電路,，采集前級的電壓信號，供后級ADC轉(zhuǎn)換,。該電路由電容對C1,、C2，開關(guān)S1,、S2和差分對輸入運放組成。圖3是采樣保持電路的工作相位,，采樣保持電路在相位P₁時S1閉合,，S2打開，C1存儲前級噪聲和失調(diào),；在相位P₂時S1打開,，S2閉合，C1和C2電容采集前級噪聲失調(diào)以及信號,，兩次的噪聲和失調(diào)被相關(guān)消除,，得到低噪聲的V_h。兩次相關(guān)采樣消除的低頻噪聲帶寬取決于S1和S2的開關(guān)頻率,。

2 ADC電路

2.1 調(diào)制器

    圖4是本文的5階3 bit ΣΔ調(diào)制器的系統(tǒng)框圖,，該前饋結(jié)構(gòu)帶有局部反饋系數(shù)g₁，比全前饋5階ΣΔ調(diào)制器系統(tǒng)有更好的穩(wěn)定性,。引入的局部前饋因子b₁有利于優(yōu)化閉環(huán)噪聲傳輸函數(shù),，獲取更高的信噪比。采用多位量化結(jié)構(gòu)和數(shù)字校正技術(shù),，能夠提升系統(tǒng)的精度和線性度,，抑制諧波失真，提高整體的性能,。

    圖5是本文的5階3 bit ΣΔ調(diào)制器原理圖,，第一級積分器采用了斬波穩(wěn)定技術(shù)來消除運放的失調(diào)和1/f噪聲，以獲取較高的信噪比（SNR）,。第二級至第五級積分器的噪聲被前級進行了噪聲整形,，因此無需再應(yīng)用斬波穩(wěn)定技術(shù)，而且采樣電容值可以等比例縮小,，以便減小芯片面積,，也有利于降低系統(tǒng)功耗。

    一般而言高階閉環(huán)系統(tǒng)存在穩(wěn)定性問題,，如果設(shè)計不當系統(tǒng)會出現(xiàn)震蕩現(xiàn)象,，從而無法正常工作。一般高階調(diào)制器結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性問題通過優(yōu)化參數(shù)和出現(xiàn)震蕩時系統(tǒng)復(fù)位的方法來解決，從而確保系統(tǒng)正常工作,。本文從以下幾個方面來保證該系統(tǒng)在頻帶內(nèi)穩(wěn)定：（1）引入局部前饋因子b₁,，引入局部零點，從而優(yōu)化閉環(huán)噪聲傳輸函數(shù),；（2）采用3 bit量化,，提升比較器的線性度；（3）采用前饋結(jié)構(gòu)來降低積分器通路中的信號分量,，從而降低運放輸出擺幅,，不僅有利于降低功耗，也有利于系統(tǒng)穩(wěn)定,；（4）反饋因子g₁有利于降低主通路信號分量,，通過參數(shù)優(yōu)化仿真，獲取較優(yōu)的傳輸函數(shù)系數(shù)^[4-5],。

    通過對比圖4和圖5,，有如下系數(shù)對應(yīng)關(guān)系：

    圖6是調(diào)制器中積分器所采用的運放結(jié)構(gòu)圖，該差分運放的共模反饋電路未給出,，本文采用的共模反饋電路是簡單的開關(guān)電容共模反饋,。第一級積分器運放增益82 dB，帶寬32 MHz,。后級積分器中運放增益和帶寬可適當降低,。

    為了在較低的功耗下提高ADC精度，可以采用多位量化技術(shù),。那么對于調(diào)制器的DAC反饋環(huán)路來說,，多位量化帶來的非線性誤差會反映在輸出頻譜的雜散上。這個非線性誤差限制了系統(tǒng)的整體性能,，必須通過數(shù)字校正技術(shù)來進行抑制,。目前得到成功應(yīng)用和驗證的數(shù)字校正技術(shù)是動態(tài)元件匹配(Dynamic Element Matching，DEM)技術(shù),。實現(xiàn)DEM技術(shù)的算法有很多,，其中數(shù)據(jù)權(quán)重平均(Data Weighted Averaging，DWA)算法應(yīng)用較為廣泛,，這得益于該算法實現(xiàn)簡單,、性能較好、有更高的性價比,。本文中采用DWA技術(shù)來改善多位量化給DAC反饋引入的非線性誤差,，由于各文獻對DWA技術(shù)描述得較為詳細，這里不再贅述^[6-7],。

2.2 數(shù)字濾波器

    高階調(diào)制器進行噪聲整形后的帶外噪聲需要高階數(shù)字濾波器進行濾除,，同時進行了降采樣,。雖然數(shù)字濾波器功能簡單，但往往占用了芯片的絕大部分面積,。本文僅僅采用六級梳狀濾波器來實現(xiàn)降采樣功能,。降采樣率為N的六級梳狀濾波器的頻率響應(yīng)為：

    本文的六級梳狀濾波器z域?qū)崿F(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖如圖7所示，輸入三位信號經(jīng)過六級累加器后再進行降采樣,，最后經(jīng)過六級差分器濾波后實現(xiàn)整體的最終降采樣,。該結(jié)構(gòu)框圖可以利用MATLAB模型進行功能驗證，調(diào)制器的輸出碼流作為該六級梳狀濾波器模型功能驗證的信號輸入,，經(jīng)過MATLAB初步驗證后再進行MODELSIM功能驗證^[8-9],。

3 實驗結(jié)果

    本文的ΣΔ ADC采用標準的0.35 μm CMOS工藝流片，芯片照片如圖8所示,，面積約為2.1×3.2 mm²,。測試電源電壓為5 V，采樣時鐘頻率為6.4 MHz,，過采樣率(OSR)為64，芯片總功耗為26 mW,。邏輯分析儀Agilent 16804A用來采集ADC的輸出碼流信號,，并在MATLAB中進行數(shù)據(jù)分析。調(diào)制器后仿真的PSD分析結(jié)果如圖9所示,。在-1dBFS輸入信號幅度下,，調(diào)制器的SNDR達到107.5 dB，三次諧波失真小于-110 dB,，經(jīng)過數(shù)字濾波后的頻譜圖如圖10所示,，SNDR下降了約5 dB，帶外噪聲被顯著降低,，可以看出數(shù)字濾波器實現(xiàn)了預(yù)期的功能,。受限于高精度信號源，圖11只給出了數(shù)字濾波后的測試輸出頻譜圖,，可以看出噪底相比較于后仿真結(jié)果提高了約10 dB,，但精度依然大于16 dB，動態(tài)范圍大于100 dB,，滿足電力系統(tǒng)對ADC的精度要求,。

4 結(jié)論

    本文實現(xiàn)了一種3 bit 5階sigma-delta（ΣΔ）ADC，動態(tài)范圍大于100 dB,，能夠滿足現(xiàn)代便攜式電力安全監(jiān)測系統(tǒng)對于ADC的精度要求,。

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作者信息:

陳  興,，林建廷,，毛  越，韓  棟

（國網(wǎng)河南省電力公司南陽供電公司,，河南 南陽473000)