0 引言

    隨著人們大量使用化石能源,，當(dāng)前能源結(jié)構(gòu)形勢變得復(fù)雜且嚴(yán)峻。光伏發(fā)電是利用太陽能發(fā)電技術(shù)應(yīng)用到現(xiàn)代電力系統(tǒng)中解決能源短缺的新技術(shù),，有著減小環(huán)境污染等不可替代的優(yōu)點(diǎn),，逐漸成為分布式發(fā)電應(yīng)用的新方向^[1-3]。

    本文介紹了一種基于DSP的小功率雙模式光伏逆變電源的設(shè)計(jì),，一方面適用于家庭獨(dú)立供電系統(tǒng),，另一方面可以將多余電量饋入電網(wǎng)。詳細(xì)說明了采用經(jīng)典PI控制的系統(tǒng)不僅需要整定復(fù)雜的PI參數(shù),，還需充分考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性及電流跟蹤能力^[4],；而用預(yù)測電流無差拍方法控制的系統(tǒng)參數(shù)可以由系統(tǒng)電路參數(shù)確定,。經(jīng)過MATLAB軟件仿真和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測試證明了該方案的可行性。

1 兩級式逆變電路

    我國人口眾多,，能源消耗大,，但光照充足、屋頂資源豐富,，如果可以充分利用太陽能提供電能,，將大大解決能源問題。太陽能與電能之間轉(zhuǎn)化的橋梁是逆變器,，傳統(tǒng)三相逆變器一般選擇用SPWM方法調(diào)制,，而SVPWM因其直流電壓利用率高，諧波小等優(yōu)點(diǎn),，已經(jīng)成為現(xiàn)在主要的調(diào)制方式,。電壓型逆變器數(shù)字化電流控制是為了可以獲得一個適當(dāng)?shù)膸挘瑥亩梢詫?shí)現(xiàn)對參考電流進(jìn)行實(shí)時準(zhǔn)確追蹤,。

    傳統(tǒng)的兩級式三相電壓型逆變系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,，光伏電池陣列把太陽能轉(zhuǎn)變成電能，經(jīng)過前級boost升壓,，然后再經(jīng)過三相逆變器輸出三相交流電,。

    直流側(cè)一般由兩個支撐電容串聯(lián)而成，起到穩(wěn)定母線電壓,、吸收紋波電流,、功率解耦、均壓等作用,。實(shí)際應(yīng)用中還需在每個電容兩端并聯(lián)一定阻值的均壓電阻,，其作用一是解決均壓的問題，二是在系統(tǒng)停機(jī)時,，可以提供一個能量釋放的通道,，所以這個電阻可以稱為均壓電阻或釋放電阻。支撐電容的計(jì)算有多種方法,，本設(shè)計(jì)根據(jù)C_d≥2T_d·P_max/(U_dc²)計(jì)算,，可得C_d為332 μF(T_d為逆變器從空載到滿載的響應(yīng)時間，P_max為系統(tǒng)最大輸出功率,，U_dc為直流母線電壓),。選擇兩只450 V/1 000 μF電解電容串聯(lián)，等效電容容值500 μF,，泄放電阻選擇10W30KJ,。

    電路分為兩部分，前級負(fù)責(zé)提高輸入電壓和MTTP閉環(huán),，后級實(shí)現(xiàn)逆變,，這種兩級式電路的特點(diǎn)就是雙環(huán)控制,，控制方便，可以自由擴(kuò)展^[5-7],。由于內(nèi)環(huán)采用經(jīng)典PI控制輸出的交流電流,，控制簡單且易于實(shí)現(xiàn)，但PI調(diào)節(jié)無法解決逆變器輸出電流相位,、幅值與給定值之間誤差等問題,。本系統(tǒng)使用基于預(yù)測電流的無差拍方法，對逆變器的電流內(nèi)環(huán)進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié),，無差拍算法依賴于具體的數(shù)學(xué)模型,，在實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤的同時由預(yù)測算法控制參數(shù)，可以增加系統(tǒng)抗干擾能力,。

2 經(jīng)典PI控制策略

    逆變系統(tǒng)直軸電流在數(shù)字域下控制框圖如圖2所示,，在一個采樣周期內(nèi)，PI調(diào)節(jié)器離散化傳遞函數(shù)為G_c(z)=K_P+K_IzT_s/(z-1),，K_pwm為逆變器增益,，K₁為濾波電感電流反饋系數(shù)，T_s為采樣周期^[8],。

    逆變器輸出電流對并網(wǎng)電壓離散化經(jīng)過零階保持器后的傳遞函數(shù)G_ZOH(z)為：

    逆變器采用LC濾波,，濾波電感參數(shù)取3 mH，濾波電容取2 μF,，等效增益K_pwm取60,。將參數(shù)代入式(4)，可以求得PI參數(shù)的穩(wěn)定范圍,，如圖3所示。

    由于PI參數(shù)整定復(fù)雜,，K_P值過大或K_P和K_I值過小都會影響系統(tǒng)穩(wěn)定性,，K_P值過大，在高頻區(qū)域會出現(xiàn)諧波放大現(xiàn)象,，K_P值過小,，在基頻區(qū)域會出現(xiàn)較大的跟蹤誤差。綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性及電流跟蹤能力,，反復(fù)調(diào)試后選取K_P和K_I為0.3和300,。當(dāng)T_s為0.01 ms時，系統(tǒng)單位階躍響應(yīng)如圖4所示,。從圖中可以看出,，系統(tǒng)超調(diào)量較大，在1.5 ms時趨于穩(wěn)定,。

3 預(yù)測電流無差拍控制策略

    傳統(tǒng)的無差拍電流控制因?yàn)椴蓸?、?jì)算延時,，導(dǎo)致計(jì)算電流與實(shí)際存在大小和相位上的偏差，甚至出現(xiàn)畸變,。為消除控制延時帶來的誤差,，本文對無差拍電流算法k+2時刻電流進(jìn)行預(yù)測改進(jìn)，利用相鄰時刻電流偏差近似計(jì)算k+1時刻電流,。

    以A相為例,，輸出電壓為u_sa，采樣周期為T_s,，k+1時刻占空比為D(k+1),，離散化采樣輸出電壓得無差拍數(shù)學(xué)模型^[9]：

    同理可推k+2時刻采樣電流值，傳統(tǒng)無差拍由于采樣控制延時實(shí)際是滯后一拍控制^[10],。由于采樣周期遠(yuǎn)小于電網(wǎng)基波周期,，為優(yōu)化控制，采用預(yù)測交流電流和電壓代替采樣值,。采用線性外推預(yù)測估計(jì)電網(wǎng)電壓,，可得k+1時刻電壓估計(jì)值，用算術(shù)平均值外推預(yù)測電流,，可以減小電流誤差,，有利于消除電流尖峰，用過迭代消除k+1項(xiàng),。

    圖5為預(yù)測電流控制框圖,，G₁(z)為濾波電感傳遞函數(shù)，G₂(z)為系統(tǒng)延時,，G₃(z)為無差拍控制器,。框圖中K=L′/L,，表示控制算法中電感值與實(shí)際電感值的比值,。

    由框圖可得系統(tǒng)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為：

    應(yīng)用朱利判據(jù)可知,，當(dāng)0<K<2時,，系統(tǒng)穩(wěn)定，若考慮到實(shí)際中隨著濾波器階數(shù)的升高,，穩(wěn)定范圍會更小,。圖6(a)、圖6(b),、圖6(c)分別為T_s=0.1 ms,，K=0.5，K=1,，K=1.5系統(tǒng)的單位階躍響應(yīng),。通過對比分析可知,，根據(jù)K值取值不同，系統(tǒng)的穩(wěn)定性也各不相同,。當(dāng)0<K<0.5時,，系統(tǒng)平滑響應(yīng)，沒有超調(diào)量,。此時不斷增加K值,，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)不斷加快；當(dāng)0.5<K<1時,，響應(yīng)較為迅速并開始有超調(diào)量,，此時若取得合適K值，系統(tǒng)可獲得最佳性能,；當(dāng)1<K<2時,，隨著K值增加，系統(tǒng)超調(diào)量不斷增大并出現(xiàn)振蕩,，控制器失穩(wěn),。

    傳統(tǒng)解耦方法是以采樣得到的三相電流瞬時值經(jīng)過坐標(biāo)變換求得的i_d、i_q作為補(bǔ)償量,，如式(13)所示,。傳統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)解耦框圖如圖7所示。

    由于傳統(tǒng)解耦方法的電壓補(bǔ)償量中含有解耦電流分量,，解耦后的電流脈動分量相互影響,，這會造成電壓參考值脈動，從而降低入網(wǎng)電流波形質(zhì)量,。為改善傳統(tǒng)解耦方法,，提高輸出波形質(zhì)量，將直軸和交軸電流參考值替換解耦后的電流分量,，以減小脈動直流分量,，提高入網(wǎng)電流波形質(zhì)量，如式(14)所示,。改進(jìn)的電流內(nèi)環(huán)解耦框圖如圖8所示。

    將直軸和交軸電流參考值替換解耦后的電流分量的解耦方法,，避免了脈動分量之間的耦合,，可以提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度和入網(wǎng)電流質(zhì)量。

4 系統(tǒng)仿真驗(yàn)證

    本文在MATLAB/Simulink軟件中對該系統(tǒng)進(jìn)行了仿真,，直流輸入電壓380 V,，交流側(cè)輸出電壓有效值110 V，頻率50 Hz,，功率器件開關(guān)頻率20 kHz,，濾波電感3 mH,，交流側(cè)電阻0.1 Ω。

    圖9是逆變器輸出電壓和電流波形,，圖9(a)是A相輸出電壓和電流波形,，圖9(b)是逆變器滿載時A、B,、C相電壓波形,，為顯示方便，縮小30倍,，從圖中可以看出三相電壓輸出平衡無脈動,。

    圖10(a)是給定d軸電流幅值，模擬的是突然卸去負(fù)載時的情況,，從圖中可以看出,，在0.05 s參考電流從1 A突降為0，圖10(b)反映的是相應(yīng)三相電流輸出變化值,?？梢钥闯觯?dāng)系統(tǒng)給定電流閃變時,，入網(wǎng)電流經(jīng)過短暫過渡,，很快地響應(yīng)了給定參考值，表明了系統(tǒng)有較好的動態(tài)反應(yīng)特性,。

    用MATLAB/Simulink中Powergui FFT分析工具,，分別測量PI和無差拍控制輸出電流THD，從圖11中可以看出,，PI控制的系統(tǒng)輸出電流波形雖平整無毛刺,，但波形總體諧波含量較多，THD為5.12%,，尤其是奇次諧波含量多,；從圖12中可以看出，使用無差拍控制方法的系統(tǒng)輸出電流諧波含量相對較少,，THD為2.7%,，電流波形質(zhì)量良好，平整無毛刺,，滿足國家并網(wǎng)要求,。

5 實(shí)驗(yàn)

    為了檢驗(yàn)本文所采用的控制方法的可行性，設(shè)計(jì)了一臺小功率的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)并對其進(jìn)行了實(shí)驗(yàn),。開關(guān)頻率20 kHz,，功率器件IGBT選擇G60N100，導(dǎo)通時間320 ns，關(guān)斷時間130 ns,，可以滿足設(shè)計(jì)要求,。調(diào)制度M為0.95，前級直流輸入330 V,，三相輸出電壓峰值約為157 V,，有效值約110 V。輸出電壓再經(jīng)過三相工頻變壓器轉(zhuǎn)變?yōu)?20 V,。圖13(a)為逆變器輸出電壓和電流波形,。圖13(b)為SVPWM調(diào)制波波形，通過DSP程序?qū)⒔嵌绒D(zhuǎn)換成正值從DA顯示出來,。

    圖14為調(diào)制度M為0.95時濾波前后逆變器線電壓輸出波形,，圖中波形顯示清晰，三相輸出電壓走勢平穩(wěn),，波形一致,，沒有較大的波動，說明系統(tǒng)運(yùn)行良好穩(wěn)定,。

6 結(jié)論

    針對經(jīng)典PI算法在系統(tǒng)響應(yīng)速度和解決靜差方面的缺點(diǎn),，本文從理論上和實(shí)驗(yàn)上分析和驗(yàn)證了預(yù)測電流算法的優(yōu)越性，結(jié)合三相電壓型逆變器特點(diǎn),，可以提高電壓增益和逆變效率,。優(yōu)點(diǎn)主要體現(xiàn)在：

    (1)無差拍控制方法依賴精確的數(shù)學(xué)模型，需要確定系統(tǒng)電路的參數(shù),，而PI參數(shù)需考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性和響應(yīng)速度,，參數(shù)整定過程復(fù)雜繁瑣。

    (2)從圖4和圖6可以看出,，使用無差拍控制方法的系統(tǒng)比PI控制的系統(tǒng)響應(yīng)速度更快,，PI方法大概在1.5 ms時趨于穩(wěn)定，而無差拍方法在1 ms時就可以穩(wěn)定,。

    (3)根據(jù)仿真,，在同等電路條件下，無差拍方法的入網(wǎng)電流諧波比PI小,。

    (4)無差拍控制的電流與給定值之間幾乎沒有相位誤差,，而PI由于積分環(huán)節(jié)，總會存在一定的相角滯后,。

    本文主要對逆變環(huán)節(jié)優(yōu)化設(shè)計(jì),，但亦有不足之處,應(yīng)對以下方面進(jìn)行改進(jìn)：

    (1)逆變器接三相工頻變壓器入網(wǎng)，未考慮變壓器漏感帶來的影響,，在弱電網(wǎng)條件下與前面LC濾波電路形成LCL三階系統(tǒng)^[12]；

    (2)未對變壓器參數(shù)進(jìn)行在線辨識,；

    (3)未考慮前級光伏電池陣列輸出電壓變化趨勢,。

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作者信息:

何松原，沙國榮

(南京工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院,，江蘇 南京210023)