本文將采用一種與傳統(tǒng)方法不同的方式介紹連續(xù)時間Σ-Δ （CTSD） ADC技術,，以便信號鏈設計人員了解這種簡單易用的新型精密ADC技術,，將其想像成一個連接了某些已知組件的簡單系統(tǒng)。在第1部分,，我們主要介紹了現(xiàn)有信號鏈設計的關鍵挑戰(zhàn),，利用精密CTSD ADC，在實現(xiàn)高精度的同時還可保持連續(xù)時間信號完整性,，從而可以顯著簡化這些設計?，F(xiàn)在的問題是CTSD架構背后是什么使其能夠實現(xiàn)這些優(yōu)勢？
采用傳統(tǒng)方法解釋CTSD技術概念時,，都是先理解離散時間∑-? （DTSD）調(diào)制器環(huán)路的基本原理,，然后用等效的連續(xù)時間元件來替換離散時間環(huán)路元件。雖然通過這種方法可以深入了解∑-?功能，但我們的目標是更直觀地了解精密CTSD ADC內(nèi)在優(yōu)勢的背后原因,。首先,，我們將概述一種逐步構建CTSD調(diào)制器環(huán)路的方法，首先采用常見的閉環(huán)反相放大器配置,，然后與ADC和DAC組合在一起,。最后，我們將評估所構建電路的基本∑-?功能,。
第1步：回顧閉環(huán)反相放大器配置
CTSD ADC的一個關鍵優(yōu)勢是它提供一個易于驅動的連續(xù)電阻輸入,，而非傳統(tǒng)的前置開關電容采樣器,。反相放大器電路具有類似的輸入阻抗概念,，我們將其用作構建CTSD調(diào)制器環(huán)路的起始模塊。
閉環(huán)運算放大器配置一直是以高保真度復制模擬輸入的首選方法,，圖1所示為其中一種常見的運算放大器配置,，稱為反相放大器配置。1衡量保真度的一個指標是輸出與輸入增益的比值,，采用∑-?術語表示,，也稱為信號傳遞函數(shù)（STF）。確定影響STF的參數(shù)需要進行電路分析,。
圖1.采用反相放大器配置的閉環(huán)運算放大器
為了鞏固我們的數(shù)學知識,，我們來回顧一下著名VOUT ?VIN的由來。首先,，我們假設運算放大器A的開環(huán)增益無窮大,。根據(jù)這一假設，運算放大器的負輸入Vn將處于地電位,。在這里應用基爾霍夫定律
將其映射到VOUT和VIN,，我們得到增益或STF為
接下來，我們放棄不切實際的無限增益假設,，在運算放大器的有限增益A下重新推導STF,，則STF如下式所示
在這里，教科書通常會描述每個參數(shù)RIN,、Rf和A的靈敏度,。在本示例中，我們繼續(xù)構建CTSD環(huán)路,。
第2步：將離散部件引入放大器
我們的ADC信號鏈需要數(shù)字版本的VIN,。下一步，我們要在此電路中引入數(shù)字部件,。我們沒有按傳統(tǒng)方式直接在輸入信號端放置一個采樣ADC,，而是嘗試其他方法，在放大器輸出之后放置一個典型ADC器件來獲取數(shù)字信號數(shù)據(jù)。但是,，ADC的輸出不能直接用作反饋,，因為它必須是模擬電壓。因此,，我們需要在ADC之后放置一個電壓數(shù)模轉換器（DAC）,，如圖2所示。
圖2.在反相放大器配置中引入ADC和DAC
采用ADC和DAC后,，VOUT仍能表示VIN,，但由于增加了數(shù)字部件，因此存在量化誤差,。所以,，從VIN到VOUT的信號流沒有變化。這里要注意的一點是,，為了使環(huán)路功能相對于0 V保持對稱,，并簡化數(shù)學推導，我們這樣選擇ADC和DAC的基準電壓,，如下所示
第3步：引入模擬累加器 — 積分器
圖2中的閉環(huán)配置是否穩(wěn)定,？ADC和DAC均為在采樣時鐘MCLK下工作的離散元件。設計無延遲ADC或DAC一直是轉換器專家無法實現(xiàn)的夢想,。由于這些環(huán)路元件采用時序控制,，通常在一個時鐘沿進行輸入采樣，在另一個時鐘沿進行處理,。因此,，ADC和DAC組合輸出VOUT（即圖2中的反饋）需要延遲1個時鐘周期后才可用。
這種反饋延遲對穩(wěn)定性有影響嗎,？我們來看看VIN是如何傳輸?shù)?。為簡化起見，我們假設VIN = 1,，RIN = 1,，Rf = 1，運算放大器A的增益為100,。在第一個時鐘周期,，輸入電壓為1，DAC輸出反饋VOUT或VOUTDAC為0,，并且在下一個時鐘沿前不可用,。當我們跟蹤放大器和ADC的輸入和輸出反饋之間的誤差時，可以看到輸出一直呈指數(shù)增長,，這在技術上稱為失控問題,。
表1.時鐘沿采樣
這是因為ADC輸入對放大器獲得的瞬時誤差產(chǎn)生的影響,；也就是說，甚至在獲得反饋之前,，就能確定ADC會產(chǎn)生這種影響,，而這是我們不希望的。如果ADC影響累積的平均誤差數(shù)據(jù),，使得由于1個時鐘周期延遲反饋導致的誤差達到平均值,，系統(tǒng)的輸出將受限。
積分器是平均累加器的等效模擬器件,。環(huán)路增益仍然很高,，但僅在低頻下很高，或者說在目標頻率帶寬下很高,。這確保ADC不會出現(xiàn)任何可能導致失控情況的瞬時誤差,。因此，現(xiàn)在將環(huán)路中的放大器改為積分器后接ADC和DAC,，如圖3a所示,。
第4步：簡化反饋電阻
這里的目標元件是DOUTADC，我們來重新布局環(huán)路元件,，重點是將DOUTADC作為系統(tǒng)的輸出，如圖3b所示,。接下來,，我們來考慮DAC和Rf路徑的簡化。為此,，我們先深入了解一下DAC,。DAC的作用是將DIN數(shù)字信號轉換為與基準電壓成比例的等效模擬電流或電壓。為了進一步擴大基準電壓源連續(xù)性的優(yōu)勢,，我們考慮采用一個基于梯形電阻的通用DAC架構,，該電阻對于基準電壓源沒有開關負載。我們來看測溫電阻DAC,，2根據(jù)等式5,，它將DIN轉換為DAC電流。
其中VREF = VREFP – VREFM,，即DAC的總基準電壓,。
DIN = 測溫代碼中的數(shù)字輸入
Rf = 反饋電阻；拆分為每個單位元件
N = 位數(shù)
圖4.通用測溫電阻DAC
為了獲得電壓輸出,，使用跨阻配置的運算放大器進行I至V轉換,，3 如圖4所示。因此,，
回到圖3b的離散環(huán)路,，此VOUTDAC再次通過反相放大器的反饋電阻被轉換回電流Ifb，即信號流為IDAC → VOUTDA C → Ifb。通過數(shù)學式表示為：
從上面的信號流和公式可以看出,，將VOUTDAC轉換為Ifb是一個冗余步驟,，可以繞過。刪除冗余元件,，并且為了簡單起見,，將（VREFP – VREFM）表示為VREF，我們來重新繪制環(huán)路,，如圖5所示,。
圖5.刪除冗余I至V轉換部分和反饋電阻。
瞧,！我們構建了一個一階Σ-Δ環(huán)路,！將所有已知元件即反相放大器、ADC和DAC接在一起,。
第5步：了解過采樣
至此我們掌握了CTSD環(huán)路的構建,，但尚未認識到這個特殊環(huán)路的獨特之處。首先來了解過采樣,。ADC數(shù)據(jù)僅在有足夠的采樣和數(shù)字化數(shù)據(jù)點來提取或解讀模擬信號信息時才有用,。奈奎斯特準則建議，為了忠實地重構輸入信號,，ADC的采樣頻率至少應該是信號頻率的兩倍,。如果我們在這個最低要求基礎上繼續(xù)增加更多的數(shù)據(jù)點，將會進一步減少解讀誤差,。遵循這一思路,，在∑-?中選擇的采樣頻率要比建議的奈奎斯特頻率高得多，這稱為過采樣,。過采樣4將總噪聲分散到更高的頻率范圍,，有助于減少目標頻帶中的量化噪聲，如圖6所示,。
圖6.奈奎斯特采樣和過采樣之間的噪聲譜密度比較
第6步：了解噪聲整形
當∑-△專家使用噪聲傳遞函數(shù)（NTF）或噪聲整形等術語時,，信號鏈設計人員不應該感到迷茫，4我們的下一步將幫助他們直觀地了解∑-△轉換器特有的這些術語,。我們來回顧一下簡單的反相放大器配置以及放大器輸出端產(chǎn)生的誤差Qe,，如圖7所示。
圖7.反相放大器配置中產(chǎn)生誤差
此誤差在輸出端的貢獻因素可量化為
從數(shù)學公式可以看出,，誤差Qe由放大器的開環(huán)增益衰減,，這再次表明了閉環(huán)的優(yōu)勢。
這種對閉環(huán)優(yōu)勢的理解可以延伸到CTSD環(huán)路中ADC的量化誤差Qe,，此誤差是由于積分器輸出端連續(xù)信號的數(shù)字化引起的,，如圖8所示,。
圖8.∑-△環(huán)路中產(chǎn)生量化誤差Qe
我們現(xiàn)在可以直觀地得出結論，此Qe可通過積分器衰減,。積分器TF為|HINTEG （f）|= 1/|s × RC| = 1/2πfRC,，其相應的頻域表示如圖9所示。其曲線等同于在低頻下具有高增益的低通濾波器曲線,，增益隨頻率的增加呈線性減小,。相應地，Qe的衰減變化與高通濾波器的表現(xiàn)類似,。
此衰減因數(shù)的數(shù)學表示是噪聲傳遞函數(shù),。讓我們暫時忽略ADC中的采樣器和DAC中的開關。NTF即VOUTADC / Qe可通過與反相放大器配置一樣的方式來評估,，其在頻域中的變化曲線與高通濾波器曲線類似,，如圖10所示。
在目標頻帶中,，量化噪聲被完全衰減并推至“與我們無關”的高頻,。這就是所謂的噪聲整形。
圖10.沒有采樣器時的噪聲傳遞函數(shù)——具有高通濾波器曲線
由于環(huán)路中有采樣器,，量化噪聲整形類比保持不變,。不同的是，NTF頻率響應將在每個fS倍數(shù)處復制圖像,，如圖10所示,，從而在采樣頻率的每個整數(shù)倍處產(chǎn)生陷波。
圖11.CTSD ADC的噪聲傳遞函數(shù)
∑-△架構的獨特之處在于,，它將一個積分器和一個DAC環(huán)路放置在一個原始ADC（例如，4位ADC）周圍,，通過過采樣和噪聲整形大幅減少目標頻率帶寬中的量化噪聲,，使這個原始ADC變成一個16位或24位精密ADC。
這些一階CTSD ADC的基本原理現(xiàn)在可以擴展到任意階的調(diào)制器環(huán)路,。采樣頻率,、原始ADC規(guī)格和環(huán)路階數(shù)是受ADC性能要求驅動的主要設計決策因素。
第7步：利用數(shù)字濾波器完成CTSD調(diào)制器
一般來講,，在ADC信號鏈中,，數(shù)字化數(shù)據(jù)由外部數(shù)字控制器進行后處理，以提取任何信號信息,。我們現(xiàn)在知道,，在∑-?架構中，將對信號進行過采樣,。如果將此過采樣數(shù)字數(shù)據(jù)直接提供給外部控制器,，就需要處理大量冗余數(shù)據(jù),。這會導致數(shù)字控制器設計中的功率和電路板空間成本開銷過大。因此,，在數(shù)據(jù)提供給數(shù)字控制器之前,，在不影響性能的情況下，應有效地降低數(shù)據(jù)采樣,。此過程稱為抽取,，由數(shù)字抽取濾波器完成。圖11所示為具有片內(nèi)數(shù)字抽取濾波器的典型CTSD調(diào)制器,。
圖12.（a） 從模擬輸入到數(shù)字輸出的CTSD ADC調(diào)制器環(huán)路的方框圖,。（b） 調(diào)制器輸出端和數(shù)字濾波器輸出端的輸入信號的頻譜表示。
圖12b所示為帶內(nèi)模擬輸入信號的頻率響應,。在調(diào)制器的輸出端,，我們看到對量化噪聲進行噪聲整形后，目標頻帶中的量化噪聲大幅降低,。數(shù)字濾波器有助于衰減超出此目標頻率帶寬的整形后噪聲,，這樣最終的數(shù)字輸出DOUT將處于奈奎斯特采樣速率。
第8步：了解CTSD ADC的時鐘靈敏度
現(xiàn)在,，我們知道CTSD ADC如何保持輸入信號的連續(xù)完整性,，這大大簡化了信號鏈的設計。此架構也有一些限制,，主要是處理采樣時鐘MCLK,。CTSD調(diào)制器環(huán)路的工作原理是累積IIN和IDAC之間的誤差電流。此積分值中的任何誤差都會導致環(huán)路中的ADC對此誤差進行采樣,，并在輸出中反映出來,。對于我們的一階積分器環(huán)路，在恒定IIN和IDAC的Ts采樣時間段的積分值表示為
對于0輸入,，會影響此積分誤差的參數(shù)包括
MCLK頻率：如等式10所示,，如果MCLK頻率縮放，控制積分斜率的RC系數(shù)也需要重新調(diào)整以得到相同的積分值,。這意味著CTSD調(diào)制器針對固定的MCLK時鐘頻率進行調(diào)諧,，無法支持變化的MCLK。
MCLK抖動：DAC代碼以及IDAC會改變每個時鐘時間段Ts,。如果IDAC時間段隨機改變,，平均積分值就會不斷變化，如圖13所示,。因此,，采樣時鐘時間段中以抖動形式出現(xiàn)的任何誤差都會影響調(diào)制器環(huán)路的性能。
出于上述原因,，CTSD ADC對MCLK的頻率和抖動敏感,。5但是,，ADI已經(jīng)找到了解決這些誤差問題的方法。例如,，生成精確的低抖動MCLK并在系統(tǒng)中傳送到ADC的挑戰(zhàn),，可以通過在ADC附近使用一個低成本的本地晶體振蕩器來解決。固定采樣頻率周圍的誤差問題已通過使用創(chuàng)新的異步采樣速率轉換（ASRC）解決,，該轉換無需考慮固定采樣MCLK,，可以為數(shù)字控制器提供獨立可變的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)速率。本系列后續(xù)文章將詳細介紹更多相關信息,。
第9步：瞧,！一切準備就緒，可以向伙伴們解釋CTSD概念了,！
第1部分強調(diào)了CTSD ADC的某些信號鏈優(yōu)勢,，而第2部分重點介紹從第1步到第6步使用閉環(huán)運算放大器配置概念構建調(diào)制器環(huán)路的見解。圖11a也有助于我們看清這些優(yōu)勢,。
CTSD ADC的輸入阻抗等同于反相放大器的輸入阻抗,，它是電阻性的，且易于驅動,。通過使用創(chuàng)新技術,，使得調(diào)制器環(huán)路的DAC所使用的基準電壓源也成為電阻性。ADC的采樣器位于積分器之后,，并非直接放在輸入端,，從而可實現(xiàn)對目標頻帶之外干擾源的固有混疊抑制。在本系列接下來的幾篇文章中,，我們將深入探討這些優(yōu)勢及其對信號鏈的影響,。在下一篇文章中，我們將首先介紹最獨特的優(yōu)勢：固有混疊抑制,。敬請關注第3部分,，了解固有混疊抑制及其使用一組新的測量和性能參數(shù)實現(xiàn)量化的詳細信息，這些參數(shù)首次通過基于CTSD架構的AD4134引入,。
