《電子技術應用》
您所在的位置:首頁 > EDA與制造 > 解決方案 > CTSD精密ADC —第3部分:實現(xiàn)固有混疊抑制

CTSD精密ADC —第3部分:實現(xiàn)固有混疊抑制

2021-08-16
作者:Smita Choudhury, Abhilasha Kawle
來源:ADI
關鍵詞: ADI CTSD ADC

  在CTSD精密ADC系列文章的第3部分,我們將重點闡述CTSD ADC的無混疊特性,,它可在不增加任何外圍設計的情況下提高抗干擾能力,。第1部分展示了一種新的基于連續(xù)時間∑-? DAC(CTSD)架構、易于使用的無混疊精密ADC,,可提供簡單,、緊湊的信號鏈解決方案,。 第2部分向信號鏈設計人員介紹了CTSD技術,。本文比較了現(xiàn)有精密ADC架構的混疊抑制解決方案背后的設計復雜性,。我們將闡述一個理論,以此說明CTSD ADC架構本身固有的混疊抑制性能,。我們還展示如何簡化信號鏈設計,,并探討CTSD ADC的擴展優(yōu)勢。最后,,我們將介紹新的測量和性能參數(shù),,以量化混疊抑制。

  在聲納陣列,、加速度計,、振動分析等許多應用中,將會監(jiān)測到目標信號帶寬以外的信號,,這些信號稱為干擾源,。對于信號鏈設計人員來說,關鍵挑戰(zhàn)在于,,ADC采樣會導致這些干擾源混疊進入目標信號帶寬(帶內),,造成性能下降。除此之外,,在聲納等應用中,,帶內混疊的干擾源可能會被誤解為輸入信號,導致對聲納周圍物體的誤判,。而混疊抑制解決方案正是造成傳統(tǒng)ADC信號鏈設計極其復雜的原因之一,。CTSD ADC本身具有混疊抑制特性,這一獨特特性帶來了一種新的簡化解決方案,。在探討這種突破性解決方案之前,,我們先了解一下混疊概念。

  回顧奈奎斯特采樣準則

  為了理解混疊的概念,,讓我們快速回顧一下奈奎斯特采樣準則,。我們可以在時域或頻域中分析信號。在時域中,,對模擬信號的采樣可通過數(shù)學方式表示為信號乘法運算,,例如,x(t)表示脈沖序列δ(t),,其時長為Ts,。

微信截圖_20210816150856.png

圖1.采樣過程的時域表示

  同樣,在頻域中,,采樣輸出可以用傅里葉級數(shù)表示為:

微信截圖_20210816151021.png

  通過公式1可以看出,,如果將頻率軸展開,,將會在每一個采樣頻率fs的整數(shù)倍位置形成輸入信號的圖像。

微信截圖_20210816151100.png

  圖2.以不同的采樣頻率采樣后的X(f)表示

  公式1顯示,,在頻率f = n × fs - fIN時,,其中n = 0、±1,、±2……,,信號內容X(f) 將在采樣后出現(xiàn)在fIN位置,與圖2中的欠采樣場景相似,,該圖顯示了各種條件下的采樣現(xiàn)象,。

微信截圖_20210816151548.png

  總之,奈奎斯特準則指出,,任何大于采樣頻率一半的信號會被折疊或反射回低于fs/2的頻率,,并且可能會落入目標頻段內。

  假設ADC在頻率fs下采樣,,而系統(tǒng)中有兩個帶外信號音/干擾源,,分別是ADC輸入端的f1和f2,如圖3所示,。根據(jù)奈奎斯特準則,,我們可以推斷,由于信號音f1的頻率小于fs/2,,所以采樣后其頻率保持不變,。當信號音f2的頻率大于fs/2時,它會在目標頻段fbw_in中產生混疊,,并降低ADC在該區(qū)域的性能,,如圖3a所示。

  此理論也適用于fs/2以上的噪聲,,它也可以折疊并出現(xiàn)在帶內,,會增加帶內的本底噪聲并降低性能。

  現(xiàn)有的混疊抑制解決方案

  為了避免這種由帶外(OOB)信號音或噪聲折疊導致的性能下降,,可以使用一種簡單的解決方案,,即通過ADC采樣之前,使用低通濾波器對超過fs/2的信號內容實施衰減,,該濾波器稱為抗混疊濾波器(AAF)。圖3b顯示了一個簡單AAF的傳遞函數(shù),,以及頻率f2處的衰減-混疊信號音在帶內折疊之前的狀態(tài),。這種AAF的主要特性參數(shù)是濾波器的階數(shù)和-3 dB轉角頻率。它們由通帶平坦度,、特定頻率(如采樣頻率)所需的絕對衰減,,以及輸入帶寬(也稱為過渡帶)以外所需的衰減斜率決定,。一些常見的濾波器架構包括巴特沃茲、切比雪夫,、貝塞爾和Sallen-Key,,可以使用無源RC和運算放大器來實現(xiàn)。 濾波器設計工具  可用于幫助信號鏈設計人員根據(jù)給定的架構和要求進行AAF設計,。

  讓我們以一個應用示例來了解抗混疊濾波器的要求,。在潛艇系統(tǒng)中,聲納傳感器發(fā)射聲波并分析水下回聲,,以估計周圍物體的位置和距離,。該傳感器的輸入帶寬為100 kHz,系統(tǒng)將在ADC輸入端檢測到的幅度>-85 dB的信號音作為有效的回聲源,。所以,,來自帶外的任何干擾都需要由ADC衰減至少-85 dB,以免被聲納系統(tǒng)檢測為輸入,。在下一節(jié)中,,我們將針對這些要求構建并比較不同ADC架構的混疊抑制解決方案。

  在傳統(tǒng)ADC架構中,,如逐次逼近寄存器(SAR)和離散時間Σ-Δ (DTSD) ADC,,采樣電路位于ADC的模擬輸入端,這表明需要在ADC輸入之前使用AAF,,如圖3b所示,。

  SAR/奈奎斯特采樣ADC的AAF要求

  SAR ADC的采樣頻率一般設置為模擬輸入頻率(fIN)的2倍或4倍。這種ADC的AAF需要在頻率fIN外有一個窄過渡帶,,這意味著需要一個高階濾波器,。從圖4可以看出,采樣頻率約1 MHz的SAR ADC需要使用五階巴特沃茲濾波器才能在大于100 kHz的頻率下實現(xiàn)-85 dB抑制,。對于濾波器實現(xiàn)方案,,隨著濾波器的階數(shù)增加,所需的無源和運算放大器數(shù)量也會增加,。這意味著,,SAR ADC的AAF在信號鏈設計中需要大量的功耗和面積預算。

  DTSD ADC的AAF要求

  Σ-Δ ADC是過采樣ADC,,其中采樣頻率遠高于模擬輸入頻率,。AAF設計中要考慮的混疊區(qū)域為fs ± fIN。濾波器的過渡帶則要求從fIN至極高的fs,。與SAR ADC AAF相比,,這個過渡帶更寬,說明所需的AAF階數(shù)也更低,。從圖4可以看出,,對于采樣頻率為6 MHz的DTSD ADC,,如需在約fs - 100 kHz左右的頻率下獲得-85 dB混疊抑制,一般需要使用一個二階AAF,。

  在實際應用中,,頻帶內的任何位置都可能存在干擾或噪聲,并不止限于采樣頻率fs附近,。任何低于fs/2的頻率信號音(如圖3中頻率f1下的信號音)都不會出現(xiàn)在帶內,,從而不會降低ADC性能。雖然AAF可以對信號音f1進行一定程度的衰減,,但它仍會存在于ADC輸出中,,屬于外部數(shù)字控制器必須處理的多余信息。這種信號音是否可以進一步衰減,,使其不再出現(xiàn)在ADC輸出中,?一種解決方案是使用在頻率fIN外具有窄過渡帶的AAF,但這會增加濾波器設計的復雜性,。另一種解決方案是:使用∑-?調制器環(huán)路中的片內數(shù)字濾波器,。

微信截圖_20210816152026.png

  圖4.AAF的復雜性、ADC架構和目標頻段

微信截圖_20210816152059.png

  圖5.前端具有AAF,、后端具有數(shù)字濾波器的DTSD ADC的STF,。

  ∑-調制器環(huán)路的數(shù)字濾波器

  在Σ-Δ ADC中,由于過采樣和噪聲整形,,調制器輸出中包含大量冗余信息,,因此需要外部數(shù)字控制器進行大量處理。如果對調制器數(shù)據(jù)進行平均,、濾波,,并以較低的輸出數(shù)據(jù)率(ODR)(通常為2 × fIN)提供,就可以避免這種冗余信息處理,。利用抽取濾波器可以將采樣速率從fs轉換為所需的較低ODR,。關于使用數(shù)字濾波器實現(xiàn)采樣速率轉換,我們將在以后的文章里說明,,這里的關鍵點是離散時間Σ-Δ調制器通常與片內數(shù)字濾波器配合使用,。前端具有模擬濾波器、后端具有數(shù)字濾波器的調制器的組合信號干擾傳遞函數(shù)(TF)如圖5所示,。

  綜上所述,,DTSD ADC的AAF是基于混疊區(qū)域fs周圍的信號音所需的衰減而設計的。非混疊區(qū)域(例如f1)中的信號音則完全由片內數(shù)字濾波器進行衰減,。

  后端數(shù)字濾波器和前端模擬濾波器

  SAR ADC要求AAF具有窄過渡帶,,而Σ-Δ ADC則要求數(shù)字濾波器具有窄過渡帶。數(shù)字濾波器功耗低,,易于集成到片內,。此外,對數(shù)字濾波器的階數(shù),、帶寬和過渡帶進行編程要比模擬濾波器簡單的多,。

  過采樣的優(yōu)點在于:它允許在后端組合使用寬過渡帶模擬濾波器和窄過渡帶數(shù)字濾波器,以提供功耗,、尺寸和抗干擾性能都更優(yōu)越的解決方案,。

  使用DTSD ADC之后,雖然AAF要求有所放松,,但增加了設計復雜性,,以滿足每次采樣之后的建立時間要求,從而避免信號鏈性能下降,。信號鏈設計人員面臨的挑戰(zhàn)是:對AAF進行微調,,在混疊抑制需求和輸出穩(wěn)定需求之間尋求平衡。

  新型精密CTSD ADC無需進行前端模擬濾波器設計,,從而簡化了信號鏈設計,。

  CTSD ADC的固有混疊抑制

  本系列文章的 第二部分 介紹由閉環(huán)電阻反相放大器構建的一階CTSD調制器,如圖6所示,。CTSD調制器遵循與DTSD調制器等效產品相同的過采樣和噪聲整形概念,,以達到預期性能,并且具有電阻輸入而不是開關電容輸入,。調制器構建模塊包括一個連續(xù)時間積分器,,后接一個量化器,用于對積分器輸出采樣和數(shù)字化處理,,以及一個反饋DAC,,用于閉合輸入環(huán)路。量化器輸入端的任何噪聲都是通過積分器的增益?zhèn)鬟f函數(shù)整形的噪聲,。

微信截圖_20210816152140.png

  圖6.(a) CTSD調制器環(huán)路的構建模塊和(b)用于數(shù)學分析的簡化框圖,。

  根據(jù) 第2部分的信息,可以使用以下數(shù)學模型繪制CTSD調制器環(huán)路的簡化框圖:

  ·積分器傳遞函數(shù)一般稱為H(f),,也稱為環(huán)路濾波器,。對于一階積分器,H(f) = 1/2πRC,。

  ·ADC的功能是采樣和量化,。因此,用于分析的簡化ADC模型使用一個采樣器后接一個加性量化噪聲源,。

  ·DAC是一個在當前時鐘周期內用一個常數(shù)乘以輸入的模塊,。所以,它是一個在采樣時鐘周期內具有恒定脈沖響應,,在余下的時間里脈沖響應為0的模塊,。

  這些簡化模型的等效框圖如圖6b所示,,可廣泛用于∑-?性能分析。從VIN至VOUT的傳遞函數(shù)稱為信號TF (STF),,從Qe到輸出的函數(shù)則稱為噪聲TF (NTF),。

  對于CTSD調制器環(huán)路固有的混疊抑制特性,一個合理的解釋是:采樣不是直接發(fā)生在調制器的輸入端,,而是發(fā)生在環(huán)路濾波器H(f)之后,,如圖6a所示。為了解整體情況,,將使用不含采樣器的線性模型來理解該概念,,并將分析范圍擴大到涵蓋帶有采樣器的環(huán)路。

  第1步:使用線性模型實施STF和NTF分析

  為了簡化分析將采樣器忽略之后,,線性模式應如圖7所示,。此環(huán)路的STF和NTF可以表示為

微信截圖_20210816152420.png

  根據(jù)公式3,STF可改寫為

微信截圖_20210816152432.png

  目標頻率帶寬為低頻率,,用數(shù)學方法可以表示為f→0,,高頻率可以表示為f→∞。STF和NTF的幅度(單位:dB)為頻率的函數(shù),,如圖7所示,。

微信截圖_20210816152444.png

  圖7.(a)用于簡化分析的線性模型,(b) STF(f) = H(f) × NTF(f)

微信截圖_20210816152633.png

  圖8.(a) 一個CTSD調制器環(huán)路框圖,,輸入 = 0 V,,(b) 調制器環(huán)路的NTF

微信截圖_20210816152654.png

  圖9.重新布局調制器環(huán)路,以顯示其固有的混疊抑制特性

  NTF類似于高通濾波器,,STF類似于低通濾波器,,在目標頻段內具有平坦的0 dB幅度,在高頻率下的衰減與AAF TF相當,。從數(shù)學角度來看,,信號通過具有高增益的低通濾波器配置H(f),然后由NTF環(huán)路處理?,F(xiàn)在,,在理解了NTF框圖之后,可以進一步深化了解帶有采樣器的環(huán)路,。

  第2步:NTF的框圖

  當輸入VIN設置為0 V時,,調制器環(huán)路框圖可以如圖8a所示重新排列,用于表示NTF,。環(huán)路中包含采樣器時,,NTF響應與線性模型類似,但在fs的倍數(shù)位置都會顯示復制圖像,如圖8b所示,。

  第3步:重新布局調制器環(huán)路,,以直觀顯示前置濾波操作

  如果將環(huán)路濾波器H(f)和調制器環(huán)路的采樣器移動到輸入端,且反饋如圖9所示,,那么輸入到輸出的傳遞函數(shù)不會發(fā)生改變,。重新布局后的框圖右側表示NTF。

  與第1步中的線性模型類似,,在采樣等效系統(tǒng)中,輸入信號經過高增益H(f),,然后通過NTF環(huán)路進行采樣和處理,。信號通過環(huán)路濾波器之后的橫向部分,會在進行采樣之前,,構成低通濾波器配置,。這種配置導致產生CTSD調制器的固有混疊抑制。因此,,CTSD調制器環(huán)路的STF如圖9所示,。

  第4步:使用一個數(shù)字濾波器完成STF

  為了減少多余的高頻信息,CTSD調制器與片內數(shù)字抽取濾波器配合使用,,組合混疊抑制TF如圖10所示,。fs附近的混疊利用CTSD的固有混疊抑制特性進行衰減,中間干擾源則由數(shù)字濾波器衰減,。

  圖4比較了SAR ADC,、DTSD ADC和CTSD ADC在采樣頻率和輸入信號帶寬下實現(xiàn)-80 dB混疊抑制時所需的AAF階數(shù)。使用SAR ADC時,,AFF的階數(shù)最高,,所以復雜性也最高,CTSD ADC則不需要使用外部AAF,,因為其設計本身具有混疊抑制性能,。

  利用CTSD架構實現(xiàn)信號鏈的優(yōu)勢

  在聲納波束成型和振動分析等某些多通道應用中,通道間的相位信息非常重要,。例如,,通道間的相位需要精確匹配,在20 kHz時達到0.05°的精度,。

  對于傳統(tǒng)的ADC信號鏈,,AAF設計中采用無源RC和運算放大器。濾波器會導致帶內出現(xiàn)一定的幅度和相位下降,,下降比例為轉角頻率的函數(shù),。為了實現(xiàn)良好的通道間相位匹配,所有通道需要具有相同的下降幅度,這表明需要對每個通道的濾波器轉角頻率進行精細控制和匹配,。設計用于在16 MHz(采樣頻率)以及160 kHz f3dB(輸入帶寬)下實現(xiàn)-80 dB抑制的二階巴特沃茲濾波器,,在20 kHz時可能存在±0.15°的相位失配,且誤差公差可能低至RC絕對值的1%,??捎玫妮^小誤差容限RC無源器件有限,且會增加物料成本(BOM),。

  由于CTSD ADC信號鏈中無需使用AAF,,因此在目標頻段內自然可以實現(xiàn)通道間幅度和相位匹配。相位失配受到模擬調制器環(huán)路設計的片內失配限制,,在20 kHz時可低至±0.02°,。

微信截圖_20210816152804.png

  圖10.帶有后端數(shù)字濾波器的CTSD調制器環(huán)路

  測量和量化固有混疊抑制

  AD4134是一款基于CTSD ADC架構的精密ADC,其數(shù)據(jù)手冊中介紹了用于測量混疊抑制的新功能檢查,。對ADC的模擬輸入信號頻率進行掃描,,并通過測量測試頻率信號音相對于所用信號音的折疊幅度(如果有)來計算每個帶外輸入信號的影響。

  圖11顯示性能帶寬為160 kHz,、采樣頻率為24 MHz時,,AD4134對帶外頻率的混疊抑制性能。對于23.84 MHz (fs - 160 kHz)頻率,,混疊抑制為-85 dB,,這是ADC的混疊抑制技術規(guī)格。從圖中還可以看出,,對于其他中間頻率,,混疊抑制高于-100 dB。有關固有混疊抑制的更多詳情,,以及可進一步提高這種抑制性能的選項,,請參見AD4134數(shù)據(jù)手冊。

微信截圖_20210816152855.png

  圖11.混疊抑制與帶外頻率

  我們在本文中所闡述的CTSD ADC概念有助于信號鏈設計人員了解此架構的電阻輸入,、電阻基準和固有混疊抑制特性,。一個易于驅動的輸入和基準電壓源,以及CTSD ADC信號鏈中無需AAF設計,,這些共同造就了適合各種應用的新型簡化ADC前端設計,。請閱讀本系列文章的下一部分,了解有關這些簡化的精密信號鏈設計的更多信息,!

參考電路

抗混疊濾波器設計工具

濾波器設計教程

Kawle, Abhilasha and Wasim Shaikh,。 “CTSD精密ADC — 第1部分:如何改進精密ADC信號鏈設計時間?!?nbsp;模擬對話,,第55卷第1期,,2021年2月。

Kawle, Abhilasha,。 “CTSD精密ADC — 第2部分:為信號鏈設計人員介紹CTSD架構,。” 模擬對話,,第55卷第1期,,2021年3月。

Kester, Walt,?!癕T-002:奈奎斯特準則對數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)設計有何意義?!?a class="innerlink" href="http://forexkbc.com/tags/ADI" target="_blank">ADI公司,,2009年。

致謝

作者在此向芯片評估工程師Sanjay Kuna和高級測試開發(fā)工程師Richard Escoto致以誠摯謝意,,感謝他們?yōu)闇y試和驗證固有混疊抑制所付出的努力。

微信圖片_20210517164139.jpg



本站內容除特別聲明的原創(chuàng)文章之外,,轉載內容只為傳遞更多信息,,并不代表本網站贊同其觀點。轉載的所有的文章,、圖片,、音/視頻文件等資料的版權歸版權所有權人所有。本站采用的非本站原創(chuàng)文章及圖片等內容無法一一聯(lián)系確認版權者,。如涉及作品內容,、版權和其它問題,請及時通過電子郵件或電話通知我們,,以便迅速采取適當措施,,避免給雙方造成不必要的經濟損失。聯(lián)系電話:010-82306118,;郵箱:[email protected],。