簡介

　　隨著設計需求越來越具有挑戰(zhàn)性，尤其是在數(shù)據(jù)中心和AI等低電壓,、大電流應用領域,，電壓調(diào)節(jié)器（VRS）的性能改進非常重要,。一種可能的性能改進是使用耦合電感[1-4]，但最近業(yè)界提出了一種類似的方法,，那就是跨電感電壓調(diào)節(jié)器（TLVR） [5-7],。  TLVR的原理圖來自耦合電感模型，但物理行為不同,。事實上,，耦合電感的簡單模型通常是可以輕松用于仿真以實現(xiàn)正確波形的東西,，但它與實際物理行為并不對應。另一方面,，TLVR幾乎是由原理圖所示的元件構建,，因此在這種情況下，仿真模型更接近實際系統(tǒng)的物理行為,。

　　TLVR是一個相對較新的開發(fā),，具體細節(jié)和特性仍在研究當中。本文重點討論TLVR的瞬態(tài)行為,，它會影響TLVR設計本身的隔離要求,，以及整個母板的隔離和安全考量。

　　TLVR和瞬態(tài)

　　多相降壓調(diào)節(jié)器使用來自[5]的TLVR原理圖,，如圖1所示,。雖然主電感繞組仍然連接在相位和Vo的開關節(jié)點之間，但添加的輔助繞組彼此串聯(lián)電連接,，并連接到調(diào)諧電感L_C,。若移除L_C，電路就又回到降壓轉換器中只有分立（未耦合）電感的情況,。若L_C輸出短路,，則各相之間的關聯(lián)度最強，瞬變性能也最快,，但這也會影響電流波形和電流紋波的一般幅度,。實際上，L_C通常是這兩種極端情況的折衷選擇,。

　　圖1：TLVR原理圖（來自[5]）

　　與任何多相降壓轉換器一樣,，當快速瞬變負載階躍到達時，輸出電壓的變化導致反饋作出反應,，相應地調(diào)整電壓和電流,。對于TLVR，一個潛在問題是所有輔助繞組都是串聯(lián)連接,，與主繞組的變壓器匝數(shù)比通常是1:1,。TLVR主繞組上有以開關頻率施加的方波，理想情況下不同相位之間存在時間上的相移,。但在瞬變期間,，這些相位通常會對齊以提高性能。

　　考慮一個12V轉1.8V應用中的激進地負載瞬態(tài),，所有相位中的所有高端FET都導通以使電感電流盡可能快速地上升，因此（V_IN - V_O） = 10.2V電壓同時應用于所有主繞組,，如圖2所示,。實際波形將取決于電路參數(shù),，但在最壞情況下，1:1變壓器會在其副邊生成10.2V電壓,，因此副邊的電壓脈沖將是（V_IN - V_o） × N_PH,。這顯然是一個安全擔憂。圖2對于150nH值的TLVR給出了實際值,，主繞組和輔助繞組之間的小型漏電感測量值為5nH,。圖中還顯示了L_C值為160nH。此Ls值在N_PH~6的典型范圍內(nèi),，但可以調(diào)整,，特別是針對不同數(shù)量的關聯(lián)相位。

　　圖2：TLVR = 150nH的等效原理圖,，最壞情況下的加載瞬態(tài)

　　圖3顯示了N_PH = 20的仿真,，所有VX開關節(jié)點具有10.2V的100ns脈沖：圖3a中L_C = 160nH，圖3b中L_C = 開路,。圖中繪制了所有副邊TLVR電壓曲線,，以顯示繞組的串聯(lián)連接如何逐步提升電壓。當L_C = 160nH且加載20個關聯(lián)相位的副邊繞組時,，電路板上的電壓達到約123V,。但在LC斷開連接的情況下，電壓步進可以高達197V,，因為副邊無負載,。總電壓更接近最壞情況（V_IN - V_o） × N_PH,。

　　然而,，圖3中的結果仍然過于樂觀。實際上,，圖3中的簡化仿真至少需要加上GND層與連接副邊TLVR繞組的相當寬走線之間的寄生電容,。這些寄生電容的實際估計值在5pF左右。如圖4所示給每個TLVR副邊節(jié)點加上5pF電容,，得到圖5所示的仿真,。添加的寄生電容在高Q值電路中引起大量振蕩，因為出于效率和瞬態(tài)考慮,，電阻保持最小值,。相同的N_PH = 20情況顯示：當存在L_C = 160nH時，電壓峰值為239V,；如果L_C從電路板斷開,，峰值電壓為390V。

　　請注意，布局寄生電容的值并不重要--它只影響振蕩的頻率和包絡,，但不影響幅度,。

　　圖3：TLVR最壞情況瞬態(tài)仿真：a） L_C = 160nH，b） L_C開路,，N_PH = 20

　　圖4：布局電容被添加到TLVR等效瞬態(tài)原理圖中

　　圖5：TLVR最壞情況瞬態(tài)仿真,，每個副邊節(jié)點添加5pF電容：a） LC = 160nH，b） LC開路,，NPH = 20

　　至少有兩種方法可減輕這種高壓問題,。一種是確保各相位在瞬態(tài)期間不對齊，或者對齊相位不超過2到3個,?？刂破髟O計可以考慮這種方法，但很顯然,，它會限制瞬態(tài)響應可達到的速度,。另一種方法是限制TLVR關聯(lián)相位的數(shù)量。但是,，鑒于NPH需要足夠高以便約束電流紋波,，同時NPH也需要足夠低以便限制最壞情況下的副邊電壓，因此這種方法的實際限值是多少,？

　　關聯(lián)Nph的考慮事項

　　TLVR中電流紋波的一個推導式如[7]所示,。它對任何占空比值都有效，但由于等效電路為該推導式進行了簡化（各TLVR中沒有專用漏電感LK作為一個單獨元件）,，它對于L_C = 開路是準確的,，但隨后便開始累積誤差，當L_C = 短路時誤差達到無窮大,。它還假設TLVR漏電感L_K《LM,。盡管如此，當L_C不是太小且L_K不是太大時,，它仍能提供一個非常合理的估計值,。  圖6比較了[4]中耦合電感的歸一化電流紋波和[7]中作為V_o函數(shù)的TLVR的電流紋波（V_IN = 12V）。換句話說,，從分立電感L（紅色曲線）開始,，不同數(shù)量的N_ph：a） 作為單個耦合電感發(fā)生磁耦合，或 b） 作為TLVR以電氣方式關聯(lián),。具體條件設置如下：  TLVR = 150nH,，漏電感為5nH，L_C = 120nH,，假設耦合電感的耦合比L_M/L_K = 5,。根據(jù)N_PH,，在相同L值下，磁耦合電感顯著降低了來自分立電感的電流紋波,。電流紋波曲線在D = V_o/V_IN = k/N_PH處有陷波或局部最小值,。將L_M增加到無窮大會使這些地方的電流紋波等于零,。另一方面,，TLVR電流紋波總是比相同L值下分立電感的電流紋波大。TLVR電流紋波在D = K/N_PH區(qū)域也有陷波,，這些地方的電流紋波接近分立電感L的電流紋波,。通過增加關聯(lián)相位的數(shù)量，NPH顯然對降低TLVR電流紋波有利（圖6b）,。

　　圖6：不同NPH的計算歸一化電流紋波與Vo的關系（V_IN = 12V）：a） 耦合電感（L_M/L_K = 5）,，b） TLVR = 150nH （L_C = 120nH）

　　圖7顯示了TLVR = 150nH和不同L_C值下作為關聯(lián)TLVR相位的函數(shù)的電流紋波。L_C值越低,，引入的誤差越大,，但趨勢非常清晰；降低NPH或降低LC會導致電流波紋增加,。請注意,，TLVR始終具有比基線分立電感（L_C = 開路）更大的紋波。假設L_C值足夠大,，可以得出結論,，為使電流紋波影響受控，關聯(lián)相位的最小數(shù)量應在N_PH_min~1/D左右,，參見公式（1）,。換句話說，N_PH至少應提高到電流紋波曲線的第一陷波,；在這里,，不同相位的占空比接近重疊。

　　圖7：不同L_C下TLVR = 150nH的計算電流紋波與關聯(lián)N_PH的關系（V_IN = 12V,，V_o = 1.8V,，f_S = 400kHz）

　　另一個結論是，V_o越低,，則所需的最低關聯(lián)相位數(shù)量越多,，因為N_PH_min = V_IN/V_o。對于V_IN = 12V且V_o = 1.8V,，TLVR解決方案大約需要N_PH_min~6,，而對于V_o = 0.8V，大約需要N_PH_min~15,，參見圖8,。當然，如果對電流紋波有額外的影響，并且可以容忍效率的降低,，那么更少數(shù)量的N_PH也是可以接受的,。請注意，為了一致性,，圖8是針對相同的TLVR = 150nH和相同的L_C值繪制的,，與V_o = 1.8V情況相同。這導致電流波紋較小,。但是,，降低的V_o會使瞬態(tài)性能更差，因此TLVR解決方案很有可能會調(diào)整以改善瞬態(tài),，導致電流波紋增加,。

　　假設在12V轉1.8V應用中，關聯(lián)N_PH = 6為目標的話可使TLVR電流紋波保持較低水平,。圖9顯示了原邊上所有相位都有100ns脈沖時的最壞情況下的副邊TLVR電壓（V_IN - V_o）,。  當存在L_C = 120nH時，副邊電壓可以達到77V,。如果L_C從PCB斷開,，則無負載的副邊電壓可以振蕩幅度達到113V。

　　圖8：不同L_C下TLVR = 150nH的計算電流紋波與關聯(lián)N_PH的關系,。  V_IN = 12V,，V_o = 0.8V，f_s = 400kHz

　　對最壞情況副邊TLVR電壓的粗略估計如式（2）所示,，其中2x乘數(shù)來自振蕩而不是脈沖波形,。

　　TLVR內(nèi)部泄漏使此電壓峰值略微降低，但在設計保證下該泄漏一般較小,。相應地,，對于N_PH = 20，估算VPEAK為408V,；對于N_PH = 6,，估算電壓峰值為122V，而仿真結果分別為377V（圖5b）和113V（圖8b）,。

　　圖9：TLVR最壞情況瞬態(tài)仿真,，每個副邊節(jié)點添加5pF電容：a） L_C = 120nH，b） L_C 開路,，N_PH = 6

　　為使最壞情況下副邊電壓低于期望的最小VPEAK,，估算的N_PH_max大致如式（3）所示。假設PCB的額定最大值限制為60V,，則對于12V轉1.8V應用,，N_PH_max < 2.9,；對于12V轉0.8V應用，N_PH_max < 2.6,。這會給約束電流紋波帶來問題,，因為對于V_o = 1.8V，N_PH_min = 6,；對于V_o = 0.8V,，N_PH_min = 15。如果安全額定值需要足夠低的電壓限值,，那么在實際應用中,，似乎會發(fā)生額外電流紋波增加的現(xiàn)象，因此預期會有更明顯的效率影響,。

　　圖10顯示了N_PH_min（效率）和N_PH_max（安全）與Vo的關系，假設安全額定值為VPEAK = 60V且V_IN = 12V,。N_PH_min和N_PH_max之間的可能解決辦法僅存在于V_o = 3.5V以上,，而在較低電壓時，由于安全問題,，N_PH_MAX會覆蓋它,，導致電流紋波較高且和相關效率受影響。

　　圖10：N_PH_min（效率）和N_PH_max（安全）與V_o的關系,，假設V_IN = 12V,，安全額定值VPEAK = 60V

　　當然，如果降低N_PH,，這也會導致外加調(diào)諧電感L_C的總數(shù)增加,，因為每個關聯(lián)繞組都需要一個。

　　結論

　　TLVR方法是對分立電感方案的改進,，但它主要改善瞬態(tài),，同時會產(chǎn)生電流紋波，因此使效率變差,。為使電流紋波影響受控,，建議關聯(lián)N_PH_min > VIN/Vo。從安全角度來看,，如果期望PCB上的最壞情況電壓為VPEAK限值,，那么關聯(lián)的相位數(shù)需要不超過N_PH_max < VPEAK/（（VIN - Vo） × 2）。安全標準一般會超越電流紋波考慮,，因此預期TLVR方法的電流紋波和效率會受影響,。

　　解決高壓問題的另一種可能性是確保控制器對齊的相位數(shù)永遠不超過根據(jù)上述N_PH_max確定的最大數(shù)量（60V限值最多為2到3個相位,，等等）,。這種方法的挑戰(zhàn)在于,，它會限制系統(tǒng)瞬態(tài)性能可以達到的響應速度。還應考慮穩(wěn)態(tài)操作時過多相位重疊,。

　　參考資料

　　[1]Pit-Leong Wong, Peng Xu, P. Yang, and F.C.Lee, “Performance improvements of interleaving VRMs with coupling inductors,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 16, no. 4, pp. 499-507, 2001

　　[2]Jieli Li, “Coupled Inductor Design in DC-DC Converters,” MS Thesis 2001, Dartmouth College.

　　[3]A. M. Schultz and C. R. Sullivan, “Voltage converter with coupled inductive windings, and associated methods,” U.S. Patent 6,362,986, March 26, 2002.

　　[4]A. Ikriannikov, “The benefits of the coupled inductor technology,” eeNews Power Management, December 2014, https://www.eenewspower.com/content/benefits-coupled-inductor-technology.

　　[5]Shuai Jiang, Xin Li, Mobashar Yazdani, Chee Chung, “Driving 48V Technology Innovations Forward - Hybrid Converters and Trans-Inductor Voltage Regulator （TLVR）,，” Industry Session in IEEE 2020 Applied Power Electronics Conference, 2020.

　　[6]Jinghai Zhou, “Scalable 2-Stage 48V to PoL Power Delivery for Data Centers,” Industry Session in IEEE 2020 Applied Power Electronics Conference, 2020.

　　[7]Infineon Technologies, “Multiphase buck converter with TLVR output filter,” eeNews Europe, February 17, 2021, https://www.eenewseurope.com/Learning-center/multiphase-buck-converter-tlvr-output-filter

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