引言
世界各地有關(guān)降低電子系統(tǒng)能耗的各種倡議,，正促使單相交流輸入電源設(shè)計人員采用更先進的電源技術(shù),。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達到87%及以上。由于標準反激式(flyback)和雙開關(guān)正激式等傳統(tǒng)電源拓撲都不支持這些高效率級,，所以正逐漸被軟開關(guān)諧振和準諧振拓撲所取代,。
工作原理
圖1所示為采用三種不同拓撲(準諧振反激式拓撲、LLC諧振拓撲和使用軟開關(guān)技術(shù)的非對稱半橋拓撲)的開關(guān)的電壓和電流波形,。
圖1.準諧振,、LLC和非對稱半橋拓撲的比較
輸出二極管電流降至零
當初級端耦合回次級端時的斜坡變化
體二極管導通，直到MOSFET導通
這三種拓撲采用了不同的技術(shù)來降低MOSFET的開通損耗,，導通損耗的計算公式如下：
在這一公式中,，ID為剛導通后的漏電流，VDS為開關(guān)上的電壓,，COSSeff為等效輸出電容值(包括雜散電容效應(yīng)),，tON為導通時間，fSW為開關(guān)頻率,。
如圖1所示,，準諧振拓撲中的MOSFET在剛導通時漏極電流為零，因為這種轉(zhuǎn)換器工作在不連續(xù)傳導模式下,，故開關(guān)損耗由導通時的電壓和開關(guān)頻率決定,。準諧振轉(zhuǎn)換器在漏電壓最小時導通，從而降低開關(guān)損耗,。這意味著開關(guān)頻率不恒定：在負載較輕時,，第一個最小漏電壓來得比較早。以往的設(shè)計總是在第一個最小值時導通,，輕負載下的效率隨開關(guān)頻率的增加而降低,，抵消了導通電壓較低的優(yōu)點。在飛兆半導體的e-Series準諧振電源開關(guān)中,，控制器只需等待最短時間 (從而設(shè)置頻率上限),，然后在下一個最小值時導通MOSFET。
其它拓撲都采用零電壓開關(guān)技術(shù),。在這種情況下,，上面公式里的電壓VDS將從一般約400V的總線電壓降至1V左右，這有效地消除了導通開關(guān)損耗,。通過讓電流反向經(jīng)體二極管流過MOSFET,，再導通MOSFET，可實現(xiàn)零電壓開關(guān),。二極管的壓降一般約為1V,。
諧振轉(zhuǎn)換器通過產(chǎn)生滯后于電壓波形相位的正弦電流波形來實現(xiàn)零電壓開關(guān)，而這需要在諧振網(wǎng)絡(luò)上加載方波電壓,，該電壓的基頻分量促使正弦電流流動 (更高階分量一般可忽略),。通過諧振,，電流滯后于電壓，從而實現(xiàn)零電壓開關(guān),。諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出通過整流提供DC輸出電壓,，最常見的諧振網(wǎng)絡(luò)由一個帶特殊磁化電感的變壓器、一個額外的電感和一個電容構(gòu)成,，故名曰LLC,。
非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則是通過軟開關(guān)技術(shù)來實現(xiàn)零電壓開關(guān)。這里,，橋產(chǎn)生的電壓為矩形波,，占空比遠低于50%。在把這個電壓加載到變壓器上之前,，需要一個耦合電容來消除其中的DC分量,，而該電容還作為額外的能量存儲單元。當兩個MOSFET都被關(guān)斷時,，變壓器的漏電感中的能量促使半橋的電壓極性反轉(zhuǎn),。這種電壓擺幅最終被突然出現(xiàn)初級電流的相關(guān)MOSFET體二極管鉗制。
選擇標準
這些能源優(yōu)化方面的成果帶來了出色的效率,。對于75W/24V的電源,，準諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計可以獲得超過88%的效率。利用同步整流(加上額外的模擬控制器和一個PFC前端),，更有可能在90W/19V電源下把效率提高到90% 以上。在該功率級,，雖然LLC諧振和非對稱半橋轉(zhuǎn)換器可獲得更高的效率,，但由于這兩種方案的實現(xiàn)成本較高，所以這個功率范圍普遍采用準諧振轉(zhuǎn)換器,。對于從1W輔助電源到30W機頂盒電源乃至50W的工業(yè)電源的應(yīng)用范圍,，e-Series集成式電源開關(guān)系列都十分有效。在此功率級之上,，建議使用帶外部MOSFET的FAN6300準諧振控制器,，它可以提供處理超高系統(tǒng)輸入電壓的額外靈活性，此外,，由于外部MOSFET的選擇范圍廣泛而有助于優(yōu)化性價比,。
準諧振反激式拓撲使用一個低端MOSFET；而另外兩種拓撲在一個半橋結(jié)構(gòu)中需要兩個MOSFET,。因此,，在功率級較低時，準諧振反激式是最具成本優(yōu)勢的拓撲,。在功率級較高時,，變壓器的尺寸增加,，效率和功率密度下降，這時往往考慮采用兩種零電壓開關(guān)拓撲,。
系統(tǒng)設(shè)計會受到四個因素所影響：分別是輸入電壓范圍,、輸出電壓、是否易于實現(xiàn)同步整流,，以及漏電感的實現(xiàn),。
圖2比較了兩種拓撲的增益曲線。為便于說明,，我們假設(shè)需要支持的輸入電壓為110V和220V,。對于非對稱半橋拓撲，這不是問題,。在我們設(shè)定的工作條件下,，220V和110V時其增益分別為0.2和0.4。在220V時,，效率較低,，因為磁化DC電流隨占空比減小而增大。對于LLC諧振轉(zhuǎn)換器來說,，最大增益為1.2,，要注意的是滿負載曲線非常接近諧振。0.6的增益將導致頻率極高,，系統(tǒng)性能很差,。總言之,，LLC轉(zhuǎn)換器不適合于較寬的工作范圍,。通過對漏電感進行外部調(diào)節(jié)，LLC 轉(zhuǎn)換器可以用于歐洲的輸入范圍,，但代價是磁化電流較大,；若采用了PFC前端，它的工作最佳,。而非對稱半橋結(jié)構(gòu)在輸入端帶有PFC級,，因此電路可工作在很寬的輸入電壓范圍上。
圖2.非對稱半橋和LLC轉(zhuǎn)換器的增益曲線
對于24V以上的輸出電壓,，我們建議采用LLC諧振轉(zhuǎn)換器,。高的輸出二極管電壓會致使非對稱半橋轉(zhuǎn)換器效率降低，因為額定電壓較高的二極管,，其正向壓降也較高,。在24V以下，非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則是很好的選擇,。因為這時LLC轉(zhuǎn)換器的輸出電容紋波電流要大得多,，其隨輸出電壓降低而變大,，從而增加解決方案的成本和尺寸。
上述兩種拓撲都可以采用同步整流,。對非對稱半橋拓撲,，這實現(xiàn)起來非常簡單(參見飛兆半導體應(yīng)用說明AN-4153)。對LLC控制器,，需要一個特殊的模擬電路來檢測流入MOSFET的電流,，如果開關(guān)頻率被限制為第二個諧振頻率(圖2中的100kHz)，該技術(shù)是比較簡單的,。
最后,，兩種設(shè)計都依賴變壓器的漏電感：在LLC轉(zhuǎn)換器中用來控制增益曲線(圖2)；而在非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則用以確保輕載下的軟開關(guān),。對于大多數(shù)應(yīng)用,，我們都建議采用兩個單獨的電感來達到此目的。漏電感是變壓器中不容易控制的一個參數(shù),。此外,，要實現(xiàn)一個不同尋常的漏電感，需要一個非標準的線圈管,，這增加了成本,。對于非對稱半橋結(jié)構(gòu)，如果采用標準變壓器,，諧振開關(guān)速度至少是開關(guān)頻率的10倍,，從而產(chǎn)生更大的損耗?？傊?，對LLC轉(zhuǎn)換器而言，建議再采用一個普通鐵氧體電感,；而對非對稱半橋轉(zhuǎn)換器，建議只使用一個高頻鐵氧體電感,。
圖3顯示了非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的電路示意圖,。該圖非常類似于LLC諧振轉(zhuǎn)換器，只有一點不同：LLC諧振轉(zhuǎn)換器不需要輸出電感,，以及非對稱半橋控制器需要設(shè)置頻率而非PWM控制,。
圖3.基于FSFA2100的非對稱半橋轉(zhuǎn)換器
192W/24V非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的效率在93%左右。AN-4153 360W/12V倍流版在額定負載為20%-100%時也有超過93%的滿負載效率,。
在包含PFC前端的200W/48V電源條件下,，LLC諧振轉(zhuǎn)換器的效率在93%左右。通過同步整流,，在該功率級下可以把效率提升至95%-96%,。