1 引言

　　開關電源以體積小,，重量輕,，功耗低，效率高,，紋波小,，噪聲低,，智能化程度高,，易擴容等，逐漸替代工頻電源,，廣泛應用于各種電子設備,。高可靠性、智能化及數(shù)字化是開關電源的發(fā)展方向,。音響功放要求電源隨著負載變化自動調(diào)整輸出電壓,，進而調(diào)節(jié)功率，以提高電源動態(tài)性能,，降低音響功放內(nèi)部損耗,，但目前的開關電源無法實現(xiàn)。選用TMS320F2812型DSP作為功放開關電源的主控制器,，設計一種低功耗,。適用于大型功放系統(tǒng)的新型的智能功放開關電源。

　　2 智能功放開關電源設計

　　圖1為智能音響功放開關電源的總體原理框圖,，主電路采用交一直一交一直的結構,。輸入工頻220 V交流電路經(jīng)濾波電路后,，再經(jīng)單相橋式整流電路輸出直流電壓；變換電路采用全橋移相逆變電路將前端直流電變換為高頻的交流電．然后經(jīng)二次整流濾波輸出穩(wěn)定的直流電壓,；檢測電路對輸出電壓信號采樣后,，送入控制電路，通過改變控制電路輸出脈寬占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓,；保護電路實現(xiàn)過壓和過流保護,；功率檢測電路對變換電路電流采樣，當輸出功率超過500 W時,，產(chǎn)生過功率檢測信號,，驅動控制電路，降低輸出電壓：輔助電源電路為控制電路和各種運放供電,。

　　2．1 功放開關電源模塊

　　圖2是功放開關電源的主電路,，其中Vin是220 V交流輸入經(jīng)前端濾波和全波整流得到，電壓為300 V,。為全橋逆變電路的輸入電壓,。VQ1、VQ2,、VQ3,、VQ4為IRFP460型大功率MOSFET，用作變換器開關管,。由于IRFP460型MOSFET是多數(shù)載流子器件,，開關速度極快，開通和關斷時間的典型值一般20 ns,，具有較高的擊穿電壓和較大的工作電流,。此外，MOSFET的輸入阻抗高,，驅動電路較簡單,，只要在柵源之間加10 V左右的電壓，就可使其飽和導通,。L4,、C5、C6構成輔助諧振網(wǎng)絡,，考慮到變壓器原邊漏感,，諧振電感LT的取值一般比實際值小，這里選用電感值為34 μH的非線性飽和電感1μF的,，考慮到高頻脈沖變壓器T1磁飽和問題,，原邊繞組串接防偏磁電容，VD15和VD16,，VD17和VD18分別為全波整流二極管,，L1,、C13、EC1,、EC2和L2,、C14、EC3,、EC4分別為+35 V和-35 V輸出回路的濾波電路,。

　　2．2 功放開關電源模塊控制電路

　　該控制電路以DSPTFMS320F2812為核心，主要包括產(chǎn)生移相脈沖波形,、實時采樣,、功率調(diào)節(jié)、過壓保護,、過流保護,、過功率保護、濾波算法和全橋移相算法等功能,。采用TMS320F2812內(nèi)置的16路12位高分辨率A／D轉換電路實現(xiàn)電壓,、電流實時采樣．每通道的最小轉換時間為80 ns，A／D轉換電路的輸入信號電平范圍為0～3 V,。采樣后,，通過軟件編程調(diào)整驅動全橋逆變器開關管的PWM波形移相角，實現(xiàn)穩(wěn)壓,，同時當輸出電壓,、電流過高或欠壓時，DSP調(diào)用相應的子程序處理突發(fā)異常事件,，起到保護作用,。同時通過A／D采樣輸出電壓電流信號進行運算，可精確測量輸出功率,，并調(diào)整事件管理器相關寄存器的值來調(diào)節(jié)輸出電壓,。

　　控制器的動態(tài)特性和穩(wěn)壓精度等性能與調(diào)節(jié)器設計密切相關,。在功放開關電源的設計中,，采用增量式PID控制算法。

　　電源設計中的數(shù)字控制均采用數(shù)字采樣控制,，即根據(jù)采樣時刻的偏差值計算控制量,。PID控制的離散形式為：

　　式中，Ts為采樣周期,。

　　式(1)為是位置式PID控制算式,。為增加控制系統(tǒng)的可靠性，采用增量式PID控制算式,，即DSP只輸出控制量u(k)的增量,，式(1)是第K次PID控制器的輸出量,，那么(K-1)次PID控制器的輸出量為：

　　因此，增量式PID控制算法為：

　　式(3)和式(4)就是該控制程序的增量式PID控制算式,。增量式PID控制與位置式PID控制相比僅算法不同,，但它只輸出增量，減少了DSP誤操作時對控制系統(tǒng)的影響,，而且不會產(chǎn)生積分失控,。圖3為基于TMS320F2812的PID控制器的實現(xiàn)框圖。

　　2．3 功放開關電源的軟件設計

　　基于DSP的功放開關電源的軟件設計主要實現(xiàn)以下功能：

　　(1)全橋移相脈沖的產(chǎn)生 利用TMS320F2812事件管理器中兩個比較單元直接輸出電路脈沖,。從移相基本原理來看,，滯后橋臂相對于超前臂之間的驅動有一個周期性延時，其延時角即為移相角,。設定由比較單元1輸出的PWM1／PWM2分別驅動超前臂開關管VQ1,、VQ3，由比較單元2輸出的PWM3／PWM4驅動滯后臂開關管VQ4,、VQ2,。每個橋臂上下兩管之間的驅動脈沖互補且?guī)绤^(qū)，固定超前橋臂的驅動在每周期的0時刻發(fā)出,，則只要延遲移相角φ對應的時間,，再發(fā)生比較事件則可得到滯后橋臂的驅動脈沖，從而實現(xiàn)0°～180°范圍內(nèi)的自由移相,。

　　(2)過壓,、過流、過功率的檢測和保護 基于DSP的功放開關電源具有過壓,、過流,、過功率、過熱等保護功能,。發(fā)生異常時．系統(tǒng)進入異常中斷服務子程序進行處理,，并及時閉鎖PWM輸出。為防止誤動作,，設定連續(xù)讀取20個異常信號才認定為電路異常,，否則不處理。各模塊程序流程如圖4～圖6所示,。

　　3 實驗結果

　　依據(jù)前面的分析設計一臺樣機,，開關頻率為100 kHz，輸出電壓為±35 V和±42 V,。對基于DSP控制音響功放開關電源進行帶載實驗,，在輕載和重載條件下，輸出電壓紋波系數(shù)小于0．5％，輸出電壓精度小于O．5％,。

　　圖7為DSP的移相波形,。其中，通道1為比較單元1的PWM1輸出,，為超前橋臂,；通道2為比較單元2的PWM3輸出。從圖7可清楚看到通道2滯后通道1約135°,。圖8為滯后橋臂零電壓開通臨界波形,，輸入電壓約為175 V，輸出功率為100W,。圖8中通道1為功率MOS管柵源電壓Vcs波形,，通道2為功率MOS管漏源電壓VDS波形。關斷VDS時為175 V,，由圖8可看到VDS先降到0,，然后Vcs上升。此時開通開關管為零電壓開通,。負載越重,，零電壓開通現(xiàn)象越明顯。在輸出功率400 W時,，輸入功率為440 W,，全橋移相變換器的轉換效率為90．9％。

　　實驗結果表明：基于DSPTMS320F2812的功放開關電源輸出波形良好,，諧波含量少,，可調(diào)節(jié)性優(yōu)良，負載在全范圍變化時,，開關電源能夠保持良好的輸出性能,，而且由于采用全橋移相軟開關變換器，開關管工作在零電壓開關狀態(tài),，因此整個電源系統(tǒng)的功耗小,，在高端大功率功放音響中具有較好的應用前景。

　　4 結論

　　將DSP作為音響功放開關電源的控制核心,，實現(xiàn)了開關電源的數(shù)字控制,，克服模擬控制系統(tǒng)中元件老化、熱漂移等問題,，并解決單片機控制電路負載,、運算精度不高的問題。把全橋移相電路運用在音響功放開關電源中,，有效地降低功放開關電源的內(nèi)部損耗，使其應用于大功率音響功放系統(tǒng)。

　　利用TMS320F2812的軟件硬件資源,，實現(xiàn)PWM控制,、濾波、采樣及各種系統(tǒng)保護功能,，簡化控制電路,，提高電源設計和制造的靈活性；另外該控制器可控性好,，易擴展,，容易升級維護。