1 引 言
在各種隔離式DC/DC變換器中，單端正激式變換器是其中最簡單且適合大電流輸出的一類，因而正激式變換成為低壓大電流功率變換器的首選拓撲結(jié)構(gòu),。但因其高頻開關變壓器磁通工作在磁滯回線的一側(cè)，必須進行磁復位,，以確保勵磁磁通在每一個開關周期開始時處于初始值,。同時由于工作在高頻狀態(tài)下，開關變壓器漏感,、分布電容等寄生參數(shù)的影響不能忽略,，在開關轉(zhuǎn)換瞬時，電抗元件的能量充放致使功率器件承受很大的熱和電應力,，并可導致開關管的電壓過沖,，這不僅意味著設計人員必須選用昂貴的高耐壓功率開關管，同時也給電源的可靠性帶來潛在威脅,。為此常常還需設置各種緩沖吸收電路,，但這降低了變換器的工作效率。
為了解決單端正激式開關電源中的磁復位與漏感儲能問題,，傳統(tǒng)的解決方案有以下幾種：
(1),、采用輔助繞組復位電路；
(2),、采用RCD箝位復位電路,；
(3)、采用有源箝位復位電路,。
其中方案1要求輔助繞組與初級繞組必須緊耦合,，實際上因漏感的存在電路中仍需外加有損吸收網(wǎng)絡，以釋放其儲能,；方案2是一種有損復位箝位方式,，因其損耗的大小正比于電路的開關頻率，（和方案1中外加有損吸收網(wǎng)絡一樣）這不僅降低了電源本身的效率,，也限制了電源設計頻率的提高,；方案3中需要附加一復位開關管與相關控制電路，增加了電路復雜性的同時,，也帶來了附加電路損耗與總成本的上升,。
本文介紹一種新型無損箝位" title="無損箝位">無損箝位電路，無須額外附加輔助開關管,，電路簡單,，可有效降低功率管的電壓應力，箝位效果優(yōu)異,，且有利于電源工作效率的提高,。
2 工作原理
新型無損箝位電路（圖1）與上述方案1（圖2）中采用輔助繞組的傳統(tǒng)方法相類似,，不同之處是增加一個箝位電容C2，但功率主回路上無需外加有損吸收網(wǎng)絡,。傳統(tǒng)的方法是在變壓器中附加一個去磁繞組N3,，它與二極管D3串聯(lián)后接到電源輸入正極，N3起到去磁復位作用,，功率管S漏源間并聯(lián)的RC網(wǎng)絡,，用于吸收變壓器的初級漏感儲能，防止產(chǎn)生過電壓尖峰,，保護功率管S免被擊穿,，見圖2所示。圖1中的箝位電路由輔助箝位繞組N3,、箝位二極管D3,、箝位電容C2組成。輔助箝位繞組N3的與初級繞組N1相同,，目的是為了實現(xiàn)當功率開關管S漏源間電壓VS上升到2VI時,，加在初級繞組N1上的電壓等于VI，因N1,、N3匝數(shù)相等，箝位繞組N3的電壓也必然是VI,，此時D3恰好正偏導通,。
下面結(jié)合圖1與圖3具體分析新型無損箝位電路的工作原理。
1) T0時刻為初始狀態(tài),，設功率開關管S處于關斷狀態(tài),，此時（B點電壓）VS等于VI，箝位電容C2通過初級繞組N1,、箝位繞組N3被充電至VI,，電容極性為左負右正。
2)在T1~T2期間,，功率管S導通,，由于箝位繞組與初級繞組電壓相同，參照圖1所示的同名端可知,，VA為-VI,，二極管D3反向偏置截止。在此期間,，變換器實現(xiàn)功率的變換,，能量從初級傳到次級。
3)在T2時刻,，功率管S關斷,，變壓器中的漏感與磁化儲能給功率管等寄生分布電容充電,，（B點電壓）VS最終上升到2VI，A點電位也從- VI 上升為+VI ,，若此時B點電位進一步上升,，二極管D3將正向偏置導通，功率管S漏源間的電壓VS通過電容C2和二極管D3得到有效箝位,。
4)在T2~T3期間,，反射在初級的負載電流Io下降，其下降的速率由初級與次級間的漏感決定,，該電流通過箝位電容C2,、箝位二極管D3回流至電源，流過電容C2的電流引起其端電壓上升（設其增量為dVS）,，導致B點電位變化為2VI+dVS,。
5)在T3時刻，由于出現(xiàn)輸出二極管D1的反向恢復,，反射到的初級電流Io出現(xiàn)負值,，箝位二極管D3停止導通，因功率管S的漏源間存在輸出電容Cp,，（B點電位）VS出現(xiàn)下降直到輸出二極管D1反向反射電流小于初級磁化電流并在T4時刻等于零為止,。
6)在T4~T5期間，正在減少的正向磁化電流將引起B(yǎng)點電位VS再次向2VI上升,，直到箝位二極管D3再導通,，將VS箝位在比2VI稍高的電位上。
7)在T5時刻,，初級磁化電流減為零,，箝位電容C2通過初級繞組N1、箝位繞組N3向電源VI放電,，回送電容儲能,，VS跌至VI。
8)下一時刻重復以上過程,。
3 關鍵電路參數(shù)設計
（1）箝位電容計算
從上文分析可知,，箝位電容C2的取值決定了功率管漏源間電壓VS超出VI值的多少，超出的電壓dVS近似計算方法見式 (1)：
dVS =0.5(Io/Nps)(T2-T3)/C (1)
式中 Nps是初次級匝比,，Io是負載電流,。
因VS的上升時間與T2-T3間隔相比甚小，可忽略不計,，故
dT= T2-T3=LS（Io/ Nps）/VI (2)
式中是LS相對于初級繞組的初次級間漏感
聯(lián)解（1）,、（2）式可得：
dVS =0.5（Io/Nps）（LS Io/Nps）/（VI×C）=0.5LS（Io/Nps）2/（VI×C） (3)
（2）箝位二極管設計選擇
二極管D3的峰值電流定額必須大于Io/Nps，同時其平均電流定額IAV至少必須等于：
IAV=0.5（Io/Nps）（dT/T） (4)
式中T是開關周期
二極管的電壓定額必須超過2VI
（3）箝位繞組匝數(shù)計算
繞組匝數(shù)N3越多，電源允許的最大占空比越小,，功率開關管S上的電壓應力越低,，但占空比小，開關變壓器的利用率低,。綜合考慮最大占空比和開關管的電壓應力,，一般選擇箝位繞組匝數(shù)和初級繞組匝數(shù)相同，即
N3=N1 (5)
4 應用實例
設計了一應用于輸入為220Vac（187Vac～242Vac）,、輸出為20V/8A的正激變換高頻開關電源,，工作頻率是200kHz，最大占空比為0.45,，采用新型無損箝位電路,，銅線的趨膚深度為Δ=0.148mm。按照上述設計方法,，設計的電源變壓器有關參數(shù)如下：
磁芯規(guī)格ETD34,，磁芯材料為3F3， Philips,；
初級繞組28匝,；復位繞組28匝；次級繞組9匝,。
設計出的變壓器的初級勵磁電感值實測為Lm=748.40μH,，次級電感值實測為Ls=64.7μH，初級漏感電感值實測約為63μH,箝位電容C=4700Pf,，箝位二極管選用MUR4100,。
利用示波器測試其在輸入220VAC、輸出20V/8A條件下,，功率開關管漏源極電壓波形如下圖4所示,，測試結(jié)果表明過壓尖峰得到了有效抑制,，實現(xiàn)了無源無損箝位的目的,。
5 結(jié) 語
本文介紹了一種無損箝位電路在單端正激電源" title="正激電源">正激電源中的應用，著重分析了工作原理,，并給出關鍵電路參數(shù)的設計,。用一種峰值電流模式控制芯片UC1825" title="UC1825">UC1825設計的某型電源，已配套應用于軍用,、民用產(chǎn)品,，取得了良好的性能。實驗結(jié)果表明非常有效地抑制了過壓尖峰,，實現(xiàn)了無源無損箝位,。這種新型電路，拓撲簡單可靠，可移植于如單端正激,、單端反激,、SEPIC" title="SEPIC">SEPIC、CUK以及ZETA等拓撲電路中,，應用前景廣闊,。