電機驅動伺服放大器的輸出電壓有一個基頻和幅度，它對應于電機的速度,、轉矩和電機的極數(shù)。PWM 放大器本身也會產生較高頻率的電壓成份,，主要對應于 PWM 的上升與下降時間和重復速率,。PWM 輸出的快速邊沿會將噪聲電流電容性耦合到周圍的導體上，除非系統(tǒng)設計師采取措施來減少或消除耦合路徑,。

　　因此,，設計師在噪聲敏感應用中使用 PWM 放大器時要特別小心。噪聲敏感應用包括那些采用高分辨率編碼器,、超聲換能器,，或其它低電平、中頻信號發(fā)生器,。接地,、屏蔽和其它電路設計技巧可以緩解大部分噪聲問題。而對噪聲最敏感的應用可能需要進一步的降噪方法,，如 PWM邊沿濾波器,。簡單的設計指導可以確保對電容性耦合電流的有效管理，幫助你獲得 PWM 伺服放大器的全部好處,。

　　PWM 方案

　　PWM 用一種數(shù)字兼容的雙電平脈沖串對模擬信號作編碼,。PWM 有各類變型，但伺服放大器最常用的是恒定載波頻率型,。用于伺服放大器的典型 PWM 載波頻率為 10 kHz ~ 20 kHz,。用脈沖寬度的變化對PWM脈沖串中的模擬信號信息進行

編碼。對于固定頻率的 PWM,，設計師有時會用占空比來描述脈沖寬度：即脈沖寬度與 PWM 周期之比,。

　　在頻率域中,，PWM 驅動電壓有兩個主要頻率成份。首先是基本的電機驅動成分,，它對應于電機的速度和電機極數(shù),。這個基本成份引起了轉矩產生的電機電流。第二個頻率成份是 PWM 載頻,。由于這個電壓與基本電機驅動頻率沒有關聯(lián),，電機驅動電壓的 PWM 成份所產生的任何電流都不會對電機運行有任何作用。在這個頻率下的任何電流都只會造成電機的功率損耗,。所幸的是,，PWM 頻率通常高得足以使在PWM 頻率下的電機感抗很大。由于電流等于電壓除以阻抗,，因此在PWM 頻率下的電流一般都較小,。

　　使用 PWM 電機驅動的主要原因是要減小尺寸，提高效率,。IGBT（絕緣柵雙極晶體管）或功率 MOSFET 可將直流輸入電壓轉換為電機驅動電壓,，當它們工作在開關方式時效率最高。PWM 信號在全開或全關這兩個狀態(tài)間快速轉換時驅動 IGBT 或 MOSFET,。在線性放大器中,，這些器件都工作在其線性區(qū)內，因此,，驅動放大器的功率損耗和整體尺寸都比較大,。

　　電容性耦合

　　當晶體管在通和斷狀態(tài)間切換時，會通過它們的線性區(qū),，消耗能量,。晶體管切換得越快，消耗的能量就越少,，放大器的效率就越高,。如果高效率是放大器設計的唯一要求，則設計目標就是盡量加快晶體管的切換速度,。但是,，通常會存在一個折衷?？焖偾袚Q過程造成的高 dv/dt 會將噪聲耦合到鄰近電路中,。通常，切換越快噪聲越高,。因此，放大器設計師必須在效率與噪聲水平之間達到一種平衡,。

　　噪聲是通過電機電纜的導體與鄰近電路之間的寄生電容耦合的（圖 1）,。圖中顯示了一個常見的伺服電機應用,，它有一個直流電源供電的PWM 伺服放大器，用于驅動一個無刷電機,。放大器從一個增量編碼器接受位置反饋信息,。在本例中，電機電纜和編碼器電纜都沒有做屏蔽,。

　　放大器 PWM 輸出電壓的 U,、V 和 W 相位上的波形是同相的，它們的占空比為 50%,。當系統(tǒng)處于保持(holding)位置時,，這種同相和占空比條件是典型的，電機電流和速度都近于零,。圖中下半部顯示的是相位 W 輸出上升沿的詳圖,。注意，該邊沿有一個有限的上升時間,，典型的 dv/dt 量級為 0.5V/ns,。在這個上升沿詳圖下方顯示的是通過寄生電容耦合到鄰近電路上的噪聲電流圖，由 PWM 上升沿所產生,。

　　電機導體與鄰近導體之間的寄生電容大小依賴于相鄰導體的尺寸,、形狀、方向和接近程度,。公式 I="C" dv/dt 可計算出流過的噪聲電流量,，其中，dv/dt 是 PWM 電壓的變化率,，C 是雜散電容值,。這個噪聲電流是否會造成電路功能問題，要看它經過的確切路徑以及鄰近電路的敏感度,。

　　噪聲電流會通過最小阻抗路徑返回源頭,，即放大器。對于 PWM邊沿所產生的頻率,，該路徑通常就是最小感抗的路徑,。如果一個系統(tǒng)沒有采取任何適當?shù)钠帘危瑒t最小阻抗路徑就難以精確限定,。噪聲電流可能流經附近的導體,，如編碼器電纜和其它與放大器共地的電路。當這些電流經過編碼器線路時,，在編碼器和放大器線路兩端就會產生一個電壓,。如果這個電壓足夠大，則放大器編碼接收器電路就會錯誤地檢測出信號,，或者屏蔽真正的編碼器轉換,，于是產生錯誤或額外的編碼器計數(shù),。同樣，這些噪聲電流可以在地——導體間產生電壓降,，從而在其它信號線上造成噪聲,。

　　當電機控制系統(tǒng)位于保持位置時，噪聲電流為最大,。此時,，所有三個波形的上升沿與下降沿都同時發(fā)生。來自 PWM 沿的電流尖峰會在同一時刻,、同一點上產生,。因此，電容性耦合到外部電路上的凈峰值電流就是 U,、V 和 W 相位各個電流的疊加,。另一方面，當電機 處于旋轉和產生轉矩時,，每個相位的 PWM 占空比都是變化的,，上升沿和下降沿不再重合。此時,，電流尖峰頻率較高,，但幅度較低。

　　電容性耦合電流的管理

　　我們可以采用電纜屏蔽和正確的接地技術降低與電容性耦合 PWM 噪聲相關的問題,。接地與屏蔽有兩個主要目的,。首先是強制電容性耦合的電流流入一個確切的路徑；其次是確保任何沿該路徑產生的噪聲電壓都不會干擾重要的信號,。電機電纜屏蔽連接到電機殼與放大器接地,，即建立起一個受控路徑，電容性耦合的電流從中流過（圖 2）,。屏蔽不會消除電容,，但可以控制它，這樣,，耦合效應在屏蔽處終結,，而不會影響外部電路。理想的總體屏蔽要包括所有三根導體,，以實現(xiàn) 100% 覆蓋和對高頻噪聲電流為零阻抗路徑的屏蔽,。零阻抗路徑可確保沿屏蔽沒有電壓降，整體屏蔽均為高壓共電位,。

　　至電機殼的屏蔽連接終止了電機繞組與電機殼之間的電容耦合,。于

是，電機殼為電機繞組提供了全面的屏蔽。另外,，電纜屏蔽也為這些電流提供了一條返回放大器公共端的路徑,。

　　屏蔽電纜的電容與電機繞組至外殼的電容的典型值分別為 250 pF和 0.5 nF 量級。電纜電容是對鋁箔屏蔽 4 芯 #16 AWG 線的測量值,。如果 PWM 上升沿速率為 0.5V/ns，則全面屏蔽中的峰值電流為 I="Cdv/dt"=(2.5 nF+0.5 nF)0.5V/ns=1.5A,。在 PWM 下降沿用同樣的計算方法,，但電流極性要反向。這樣,，當電機處在保持位置時,，預計電纜屏蔽中流過的峰值電流可達 3A p-p。表 1 是推薦的接地與屏蔽方法,。

　　邊沿濾波器

　　脫機供電的放大器從主電源獲取交流電源,，并用一個內置整流器為直流總線供電（圖 3）。直流總線的負端不能用于連接電機電纜屏蔽,，因為這是非隔離式直流供電放大器,。在這種拓撲中，總線電壓一般為100V或比大地電位要低許多,，因此將電纜屏蔽連接到這個電位上會構成安全方面的危險,。

　　非隔離的直流供電放大器的工作電壓取自線路隔離的直流電源。這些電源的負電壓線通常直接連接到大地,。在這種結構中,，將電纜屏蔽連接到公共總線是安全、可行,、高效的,。

　　對于脫機供電的放大器，應將屏蔽層連接到放大器的機殼接地,。放大器內置的高電壓,、安全額定值電容可將總線旁路至機殼接地。這一連接為噪聲電流提供了一條路徑,，使之流經屏蔽返回其源,，即總線。

　　脫機供電放大器一般比直流供電放大器的工作電壓高,，因此,，其 PWM 輸出的 dv/dt 也要高于直流供電放大器。此外,，由于電纜屏蔽電流先流經內置電容器,，然后才返回放大器的總線，因此電纜屏蔽的效果比直流供電方案的要低,。所以,，采用脫機供電放大器的系統(tǒng)中PWM噪聲問題也更難以解決,。

　　對于使用脫機供電放大器的噪聲敏感應用，可以采用另外一種削減噪聲工具,，即PWM邊沿濾波器,。PWM 邊沿濾波器采用無源元件降低放大器 PWM邊沿的dv/dt（圖 4）。

　　PWM邊沿濾波器串接于放大器和電機之間,，增加PWM邊沿的上升,、下降時間。邊沿濾波器可以減少所有電容性耦合電流的峰值幅度,。同樣,，邊沿濾波器設計的總體效率與濾波器效果之間也存在著一種折衷?？蓪⑸仙?、下降時間降低一個以上量級的濾波器設計過于龐大，功耗也太大,。實際應用中更加有效的是一種能中度減少上升,、下降時間的邊沿濾波器。圖中的實例是一個實際邊沿濾波器的效果,，其中dv/dt從0.5降低至小于0.2V/ns,。噪聲電流也以相同因數(shù)降低：I=Cdv/dt=(2.5 nF+0.5 nF)×0.2V/ns=0.6A。

　　為使邊沿濾波器效果最大化,，應盡量將其靠近放大器放置,。對邊沿濾波器與放大器之間連接的電纜作屏蔽，并使之盡量短,。保持邊沿濾波器與電機之間電纜的屏蔽,，并確保每個屏蔽電纜段之間的連續(xù)性。