開關(guān)電源以其體積小,、重量輕,、效率高、性能穩(wěn)定等方面的優(yōu)點(diǎn),，廣泛應(yīng)用于工業(yè),、國防、家用電器等各個(gè)領(lǐng)域,。然而，開關(guān)電源中功率半導(dǎo)體器件的高速通斷及整流二極管反向恢復(fù)電流產(chǎn)生了較高的du／dt和di／dt,，它們產(chǎn)生的尖峰電壓和浪涌電流成為開關(guān)電源的主要干擾源,。文中給出的電源濾波器元件主要基于 TDK公司提供的模型，該模型考慮了元件的高頻寄生參數(shù),，更符合工程應(yīng)用,。
1 開關(guān)電源EMI產(chǎn)生機(jī)理
1．1 開關(guān)電源的電磁干擾源
(1)開關(guān)管產(chǎn)生干擾。開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)由于開通時(shí)間很短及回路中存在引線電感,，將產(chǎn)生較大的du／dt和較高的尖峰電壓,。開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間很短，也將產(chǎn)生較大的di／dt和較高的尖峰電流,，其頻帶較寬而且諧波豐富,，通過開關(guān)管的輸入輸出線傳播出去形成傳導(dǎo)干擾；
(2)整流二極管反向恢復(fù)電流引起的噪聲干擾,。由于整流二極管的非線性和濾波電容的儲(chǔ)能作用,，二極管導(dǎo)通角變小，輸入電流成為一個(gè)時(shí)間很短,，而峰值很高的尖峰電流,，含有豐富的諧波分量，對(duì)其他器件產(chǎn)生干擾,。二級(jí)濾波二極管由導(dǎo)通到關(guān)斷時(shí)存在一個(gè)反向恢復(fù)時(shí)間,。因而，在反向恢復(fù)過程中由于二極管封裝電感及引線電感的存在,，將產(chǎn)生一個(gè)反向電壓尖峰,，同時(shí)產(chǎn)生反向恢復(fù)尖峰電流，形成干擾源,；
(3)高頻變壓器引起EMI問題,。隔離變壓器初,、次級(jí)之間存在寄生電容，這樣高頻干擾信號(hào)很容易通過寄生電容耦合到次級(jí)電路,，同時(shí)由于繞制工藝問題在初,、次級(jí)出現(xiàn)漏感將產(chǎn)生電磁輻射干擾。另外,，功率變壓器電感線圈中流過脈沖電流而產(chǎn)生電磁輻射,，而且在負(fù)載切換時(shí)會(huì)形成電壓尖峰；
(4)二次整流回路干擾,。開關(guān)電源工作時(shí)二次整流二極管,、變壓器次級(jí)線圈和濾波電容形成高頻回路，向空間輻射噪聲,；
(5)元器件寄生參數(shù)引起的噪聲,。主要是開關(guān)管與散熱片、變壓器初,、次級(jí)的分布電容及其漏感形成的干擾,。
1．2 共模、差模傳導(dǎo)干擾路徑
共模干擾主要為相,、中線干擾電流通過M1漏極與散熱片之間的耦合電容通過接地線形成回路,，差模干擾則在相線與中線間形成回路，干擾路徑如圖1所示,。
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參閱資料對(duì)比發(fā)現(xiàn),，如果將設(shè)計(jì)的EMI濾波器置于電網(wǎng)電源與Lisn之間，可以濾除來自交流電網(wǎng)的傳導(dǎo)性性電磁干擾,，但是并沒有考慮開關(guān)電源電路中的傳導(dǎo)性共,、差模電磁干擾和輸出信號(hào)中的強(qiáng)尖峰干擾。因此,，有必要在開關(guān)電源輸出端添加EMI濾波器用來進(jìn)行干擾抑制,，如圖2即文中提出的開關(guān)電源相對(duì)應(yīng)的二階無源EMI濾波器結(jié)構(gòu)。其中,，開關(guān)電源輸出為DC 30 V±1％,。
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2 應(yīng)用PSPlCE軟件仿真
2．1 濾波器輸入輸出結(jié)果比較
如圖2所示開關(guān)電源輸出端接二階無源EMI濾波器，利用電壓探頭可以測量濾波器輸入,、輸出信號(hào),，仿真結(jié)果如圖3所示。
如圖3所示,，開關(guān)電源輸出電壓信號(hào)經(jīng)過EMI濾波器后幾乎沒有衰減,，對(duì)圖3局部放大如圖4所示。輸出信號(hào)尖峰干擾完全濾除,，同時(shí)由于該濾波器元器件采用 TDK模型,，均考慮了元件高頻寄生參數(shù)的影響,，因而更貼近實(shí)際的工程應(yīng)用。一般開關(guān)電源設(shè)計(jì)中在變壓器次級(jí)都有尖峰抑制器,，但輸出紋波電壓稍大,，若去除尖峰抑制器直接使用該濾波器后紋波電壓減小約80％。
2．2 傳導(dǎo)共模,、差模干擾信號(hào)分析
如圖5所示為典型的Lisn電路圖,，對(duì)于工頻(50 Hz或60 Hz)，電感感抗很小,，電容容抗很大,，因而交流信號(hào)可幾乎無衰減的通過Lisn，而高頻信號(hào)可很好的被阻隔,。這里利用Pspice電壓探頭通過Lisn可以很容易的分離共模,、差模信號(hào)。
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探頭探測到的電壓由相線或中線電流流過50 Ω電阻形成的,，具體表達(dá)式為
在Pspice中利用算法可以分離出共模與差模噪聲,，如圖6所示。共模噪聲低于30 dBμV,，差模噪聲低于50 dBμV,。
為了驗(yàn)證濾波器對(duì)CM,、DM噪聲的抑制作用,，可以在濾波器輸出端添加圖5所示Lisn，分離出共模,、差模噪聲,，如圖7所示。
如圖7所示,，共模噪聲最大值為32 dBμV(1 ms),，在時(shí)域分析7 ms后出現(xiàn)負(fù)值。差模噪聲電平最大值為3．94 dBμV(1 ms),，時(shí)域分析3 ms后出現(xiàn)負(fù)值,，說明在濾波器輸出端共模、差模噪聲得到了較好的衰減,。
2．3 EMI濾波器源及負(fù)載阻抗特性對(duì)插入損耗的影響
2．3．1 純阻性阻抗對(duì)插損的影響
圖8(a)所示,，源阻抗ZS為純阻性，在1 Hz～30 MHz頻段插損隨著ZS的增大逐漸增大,，圖8(b)負(fù)載阻抗為純阻性,，在低頻段插損隨著ZL增
大逐漸增大，但在高頻段負(fù)載變化幾乎對(duì)插損沒有影響,。
2．3．2 感性阻抗對(duì)插損的影響
圖9(a)源阻抗為純感性(不考慮寄生參數(shù)),，隨著電感值的增加插損在f>1 kHz頻段逐漸增大,，諧振點(diǎn)插損相應(yīng)提高。但在f<1 kHz,，插損幾乎不隨電感取值的影響,。圖9(b)源阻抗為感性(考慮寄生參數(shù))，插損隨電感值的增大而增大,，f>1 kHz插損與圖9(a)比較下降約30～50 dB,，f<1 kHz，低頻插損與圖9(a)比較略高3～5 dB,。圖9(c)負(fù)載為純感性(不考慮寄生參數(shù)),，隨著電感數(shù)值逐步增大，插損幾乎沒有變化,，但在1～10 kHz頻段插損隨著電感增大而逐步增大,。當(dāng)電感取值>100 mH后，出現(xiàn)諧振點(diǎn),，而且隨著電感值的增大,，諧振點(diǎn)向工頻靠近，諧振點(diǎn)出現(xiàn)極大值,。通過選取適當(dāng)?shù)碾姼衼硪种聘咏?0／60 Hz的低頻干擾,，前提是負(fù)載必須為純感性。圖9(d)中負(fù)載為感性(考慮寄生參數(shù)),，在低頻段插損隨著電感增大而逐步增大,，但在高頻段插損幾乎沒有變化。
2．3．3 容性阻抗對(duì)插損的影響
圖10(a)中源阻抗為純?nèi)菪?不考慮寄生參數(shù)),，電容越小,，整體插損越大，尤其在μF～nF量級(jí),，nF～pF量級(jí)范圍插損低頻段增加很快,，電容增加到 mF量級(jí)后，電容變化幾乎對(duì)插損沒有影響,。圖10(b)源阻抗為容性(考慮寄生參數(shù)),，電容越小，整體插損越大,，相比純?nèi)菪栽醋杩蛊湓趎F量級(jí)插損較小,，整體上電容的高頻寄生參數(shù)對(duì)插損影響較小。圖10(c)中負(fù)載為純?nèi)菪?不考慮寄生參數(shù)),，隨著電容值逐步增大,，其在工頻附近插損越來越小，對(duì)有用信號(hào)的衰減變小,，但在高頻范圍負(fù)載電容變化對(duì)插損幾乎沒有影響,。圖10(d)中負(fù)載為容性(考慮寄生參數(shù)),，隨著電容值逐步增大，其在工頻附近插損越來越小,，相比圖10(c)說明電容高頻寄生參數(shù)對(duì)插損影響很小,。比較圖8～圖10，源阻抗特性在頻段1 Hz～30 MHz整個(gè)對(duì)插損影響很大,，而負(fù)載阻抗特性只在1 Hz
2．4 寄生參數(shù)對(duì)濾波器插損影響
理想的EMI濾波器元器件均采用純電容純電感并沒有考慮其高頻寄生參數(shù),，而實(shí)際使用的集總參數(shù)元件存在高頻寄生參數(shù)，這里給出兩種情況下濾波器插入損耗曲線對(duì)比,，假設(shè)負(fù)載為純阻性,，如圖11所示。
當(dāng)f>3．1 MHz后,，由于寄生參數(shù)的影響,，插入損耗曲線偏離理想插損曲線，但整體插損依然很高,，如圖11所示,。在頻率高達(dá)5 GHz時(shí)依然有53．6 dB的插損，說明濾波器在高頻甚至特高頻頻對(duì)噪聲抑制能力,。
3 結(jié)束語
提出的二階無源EMI濾波器,，完全濾除了開關(guān)電源輸出端的尖峰干擾，其對(duì)開關(guān)電源傳導(dǎo)性共模,、差模噪聲干擾體現(xiàn)了較強(qiáng)的抑制作用,。同時(shí)，分析了源,、負(fù)載阻抗特性對(duì)濾波器性能的影響,，采用TDK元器件模型的濾波器使得理論的仿真更貼近實(shí)際工程應(yīng)用,。
