引言

　　近年來,，功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)引起了人們的廣泛關(guān)注。傳統(tǒng)的兩級PFC電路的主要缺點(diǎn)是成本高以及控制電路復(fù)雜,。單級功率因數(shù)校正（SSPFC）變換器[1][2][3][4],，將PFC級和DC/DC級結(jié)合在一起大大降低了成本。然而,，SSPFC變換器在負(fù)載變輕時存在直流母線電壓過高的問題,。文獻(xiàn)[2]采用反饋線圈雖然降低了直流母線電壓，但卻減小了線電流的導(dǎo)通角,，從而增加了總諧波畸變（THD）,。

　　為了解決上述問題，確保在負(fù)載變化時降低直流母線電壓和減少THD,，本文提出了一種具有恒功率控制的SSPFC變換器,。能量直接傳遞方式使得該電路在沒有減小線電流導(dǎo)通角的情況下降低了直流母線電壓。恒功率控制使得變換器的輸出在輸出電壓高的時候可以看成電壓源,，在輸出電壓低的時候可以看成電流源,，并且當(dāng)輸出電壓在一定范圍內(nèi)變化的時候，輸出功率近似恒定,。

　　1 電路工作原理

　　單級功率因數(shù)校正電路的原理圖如圖1所示,。它實(shí)際上是由一個Boost變換器和一個flyback變換器組合而成的。Boost變換器工作在DCM模式,，在占空比和頻率恒定的情況下可以達(dá)到功率因數(shù)校正的目的,。flyback變換器可以工作在DCM或CCM模式。

　　為了分析方便,，假定整流電壓在一個開關(guān)周期中為定值,，電容CB足夠大使得電壓VB基本恒定，flyback變壓器視為理想變壓器,，在原邊并聯(lián)勵磁電感Lm,，flyback變換器工作在CCM模式。則該電路有3種工作模式如圖2所示,，主要工作波形如圖3所示,。

　　工作模式1（t0－t1）t0時刻開關(guān)S導(dǎo)通，直流母線電壓VB加在勵磁電感Lm上，由于flyback變換器工作在CCM模式,，則電流im線性上升可表示為

　　im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0)?。?）

　　而電感Lb工作在DCM模式，電流iLb由零線性上升,，其表達(dá)式為

　　iLb=|Vin|/Lb(t－t0)　 （2）

　　開關(guān)S上流過的電流可表示為

　　isw=iLb＋im　 （3）

　　由于二級管Df反向偏置,，所以線圈Ns和Np上沒有電流流過。

　　工作模式2（t1－t2）開關(guān)S在t1時刻關(guān)斷,，二極管Df正向偏置,，勵磁電感Lm上的電壓為nVo(其中n=Np/Ns)，則電流im線性下降可表示為

　　im=－nVo/Lm(t－t1)＋im(t1)　 （4）

　　開關(guān)S上的漏源電壓VDS為VB＋nVo,，電感Lb上的電流iLb流過線圈Np和電容CB線性下降,，其表達(dá)式為

　　iLb=－(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t－t1)＋iLb(t1)　 （5）

　　因此，原邊線圈Np和副邊線圈Ns上流過的電流可分別表示為

　　ip=iLb＋im　 （6）

　　is=nip=n(iLb＋im)?。?）

　　由式（7）可以看出副邊電流由兩部分組成,，負(fù)載不但從勵磁電感Lm上獲取能量而且直接從電感Lb上獲取能量，這就意味著一部分能量可以不經(jīng)過儲能電容CB而直接傳遞給負(fù)載,，因此,，大大提高了效率并且降低了直流母線電壓。

　　工作模式3（t2－t3）t2時刻電流iLb下降到零,，二極管Db反向偏置,，勵磁電流繼續(xù)以斜率nVo/Lm線性下降直到t3時刻開關(guān)S再次導(dǎo)通。此時原邊線圈Np和副邊線圈Ns上的電流可分別表示為：

　　ip=im　 （8）

　　is=nip=nim　 （9）

　　2 恒功率控制方法

　　圖4給出了恒功率控制的框圖,，圖中KVV和KIIo分別為電壓采樣值和電流采樣值,，通過電阻R3及R4的分壓得到第一個運(yùn)放的正向輸入端電壓為＋，信號放大后得到運(yùn)放的輸出端電壓為,，這一點(diǎn)的電壓和第二個運(yùn)放的反向輸入端電壓相等,，根據(jù)運(yùn)放的虛短特性，得到第一個運(yùn)放的輸出電壓與第二個運(yùn)放的正向輸入端電壓相等,，即=Vref,，由此可得到式（10）。

　　(KiIoR4/R3+R4)＋(KVVoR3/R3+R4)=VrefR1/(R1+R2)　 （10）

　　假設(shè)a=R2/R1,，b=R4/R3,，則式（10）表示為

　　(KiI0b/1+b)＋(KvV0/1+b)=(Vref)/(1+a)　 （11）

　　從式(11)可以得到輸出功率Po的表達(dá)式為

　　Po=VoIo=－(Kv/K1b)Vo2＋[Vref(1+b)/K1b(1+a)]Vo　 （12）

　　從式（12）可以看出Po～Vo曲線是一條拋物線，在拋物線的頂點(diǎn)附近,，輸出功率Po近似恒定。以輸出電壓80V,，輸出功率80W為例,，取KV=0.01，KI=0.1，Vref=5V,，使拋物線的頂點(diǎn)位于Vo=80V,，Po=80W處，則可以計(jì)算出a=27.13,，b=8.00,。于是式(12)可表示為

　　Po=－0.0125Vo2＋2Vo　 （13）

　　當(dāng)輸出電壓變化范圍為60V～100V（±25％）時，輸出功率變化為6.25％,。

　　該電路同?具有限壓和限流的功能,，通過變換式(11)可得

　　Io=2－0.0125Vo　 （14）

　　Vo=160－80Io　 （15）

　　可見在輸出短路時電流被限制在2A，在輸出開路時電壓被限制在160V,。

　　3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　基于上述主電路及控制電路,，采用以下參數(shù)進(jìn)行了仿真與試驗(yàn)：Lb=300μH，CB=470μF/450V,，Lp=Ls=600μH,，fs=50kHz，RL=80Ω,。

　　圖5為輸入線電壓和線電流實(shí)驗(yàn)波形,；圖6為輸入電壓變化時，測量的電路效率,，可以看出電路效率在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)可以達(dá)到82％以上,，比文獻(xiàn)[2][3]中所提出的電路的效率要高；圖7和圖8分別為不同輸入電壓時,，功率因數(shù)和THD的測量結(jié)果,，由圖7可見，電路的功率因數(shù)在輸入電壓為100～150V時可以達(dá)到0.98,，在輸入電壓為220V時也可達(dá)到0.96,；圖9為輸入電壓為220V時，在不同負(fù)載下直流母線電壓VB的仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果,，仿真與實(shí)驗(yàn)都證明在負(fù)載變化時直流母線電壓VB可以控制在380V以下,。

　　4 結(jié)語

　　本文提出了一種具有恒功率控制的單級功率因數(shù)校正電路。該電路PFC級工作在DCM模式,，具有較低的THD和較高的PF,。該電路的直接能量傳遞方式降低了直流母線電壓并且提高了效率。采用恒功率控制方式使得電路具有良好的輸出特性,，當(dāng)負(fù)載變化時直流母線電壓變化不大,。