引言

PWM 整流器已不是一般傳統(tǒng)意義上的AC/DC轉(zhuǎn)換器,。由于電能的雙向傳輸,當(dāng)PWM整流器從電網(wǎng)吸取電能時(shí),其運(yùn)行于整流工作狀態(tài);而當(dāng)PWM整流器向電網(wǎng)傳輸電能時(shí),其運(yùn)行于有源逆變工作狀態(tài),。作為電網(wǎng)主要“污染”源的整流器首先受到了學(xué)術(shù)界的關(guān)注,并開(kāi)展了大量研究工作。其主要思路就是將PWM技術(shù)引入整流器的控制當(dāng)中,使整流器網(wǎng)側(cè)電流正弦化,且于單位功率因數(shù)運(yùn)行,。能量可雙向傳輸?shù)腜WM整流器不僅體現(xiàn)出AC/DC特性(整流),而且還可呈現(xiàn)DC /AC特性(有源逆變),因而確切地說(shuō),這類PWM整流器是一種新型的可逆PWM變流器,。由于PWM整流器實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流正弦化,且運(yùn)行于單位功率因數(shù), 甚至能量可雙向傳輸,因而真正實(shí)現(xiàn)了“綠色電能轉(zhuǎn)換”。

整流器的工作原理與控制策略

主電路如圖1所示,為雙極性電壓源型全控IGBT橋式電路,。工作過(guò)程為：當(dāng)網(wǎng)側(cè)電流i(t)>0時(shí),回路經(jīng)過(guò)T2,、T3、Ls;若Us(t),、i(t)同相,則網(wǎng)側(cè)電感端電壓ULs(t)=Us(t)+URs(t)+Um=Ldi(t)/dt>0,這時(shí)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)和直流側(cè)電容共同使電感磁能增大,從而使網(wǎng)側(cè)電流增加,對(duì)交流側(cè)電感Ls進(jìn)行儲(chǔ)能;再經(jīng)過(guò)D1,、D4、Ls回路進(jìn)行續(xù)流,。

圖1 單相PWM整流器主電路

若Us(t),、i(t)同相,則網(wǎng)側(cè)電感端電壓ULs(t)=Us(t)-URs(t)-Um=L(di(t)/dt)<0,因此,這時(shí)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)和網(wǎng)側(cè)電感共同向VSR直流電容充電,網(wǎng)側(cè)電感磁能減小,從而使網(wǎng)側(cè)電流衰減。類似可分析出i(t)<0的情況,。

圖2所示為三角波電流比較法控制的原理圖,。電路中包括電流滯環(huán)和電壓環(huán),電流指令由電壓環(huán)PI輸出和一個(gè)與電壓同相的單位正弦信號(hào)相乘得到,指令電流和反饋電流經(jīng)電流調(diào)節(jié)器后與三角波信號(hào)比較,得到控制用PWM調(diào)制波,控制開(kāi)關(guān)器件的通斷,實(shí)現(xiàn)輸出電流跟蹤指令電流。

圖2 三角波電流比較法控制原理圖

三角波電流比較法具有開(kāi)關(guān)頻率固定的優(yōu)點(diǎn),且單一橋臂的開(kāi)關(guān)控制互補(bǔ),為建模分析提供了方便,從而可方便地實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的諧波分析;在結(jié)構(gòu)上,其控制電路比定時(shí)瞬時(shí)電流比較法簡(jiǎn)單,因而具有廣闊的應(yīng)用前景,。在直接電流控制中,直接檢測(cè)交流側(cè)電流信號(hào)并加以控制,系統(tǒng)響應(yīng)快,動(dòng)態(tài)響應(yīng)好,。和滯環(huán)比較控制方式相比, 這種控制方式輸出電流所含的諧波少,開(kāi)關(guān)頻率固定且等于載波頻率,高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。

主電路與PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的選擇

由于主電路的各電感,、電容的參數(shù)直接影響PWM整流器整個(gè)控制系統(tǒng)的動(dòng)靜態(tài)性能,且電壓電流控制環(huán)的調(diào)節(jié)器的參數(shù)影響著系統(tǒng)的跟蹤響應(yīng)性能,。所以主電路與PI調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇是整個(gè)控制系統(tǒng)關(guān)鍵的問(wèn)題。系統(tǒng)給定參數(shù)：

Ud=450v,Us=220v,Is=9.2A,fz=50Hz,Rs=0.2W,負(fù)載電阻RL=100W,開(kāi)關(guān)頻率ft=10kHz, ri≤10%,rv≤1%,。

交流側(cè)濾波

電感的選擇

由于控制方案對(duì)電感參數(shù)選擇有一定的影響,濾波電感Ls的大小一方面對(duì)輸入電流的開(kāi)關(guān)紋波有影響,另一方面也影響著實(shí)際電流的跟蹤速度,此參數(shù)的選擇直接影響系統(tǒng)的工作性能。直流側(cè)電壓選定后,交流側(cè)電感設(shè)計(jì)對(duì)電源電流波形影響較大,。忽略交流回路電阻Rs可得變流器的工作方式為：雙極性調(diào)制方案,輸入電壓Us在器件T1,、T4導(dǎo)通時(shí)為+Ud,在T2、T3導(dǎo)通時(shí)為-Ud,。如果忽略電流電壓紋波功率,則交直兩端功率相等,。即Us×Is=Ud2/ RL,得到 Is=Ud2/(RL×Us)=9.2(A)

則Ism=1.414×Is=13.0(A)

(1)(1)

由式(1)可得△ism=13.0×sin(314/(10×1000))=13.0×sin(0.0314)=0.0071(A),取△ism =0.01(A),。

(2)

其中：Usm為交流電壓峰值,Ud為直流側(cè)輸出電壓,△ism為交流電流變化最大值,Ism為交流電流峰值,T為開(kāi)關(guān)周期。由式(2)可得：

1.17mH≤Ls≤110mH 取Ls=20mH
直流側(cè)二次濾波器的選擇

單相橋式PWM交流器直流輸出電壓除直流成分外,還含有二次諧波成分,為使輸出電壓更平直,系統(tǒng)采用電感電容串聯(lián)諧振濾波器濾除二次諧波,。則有

(3)

(4)

根據(jù)經(jīng)驗(yàn)取Uc2max=1.1Ud,代入式(3),、(4)中得：

C2≥159.1mf,取C2=330mf;L2=7.6mH。

直流側(cè)支撐電容的選擇

在脈沖整流器的設(shè)計(jì)中,直流側(cè)濾波電容的選取也是一個(gè)關(guān)鍵性問(wèn)題,。 由于直流側(cè)已加二次濾波環(huán)節(jié),則直流支撐電容Cd主要由交流電感儲(chǔ)能變化決定, 由能量守恒定律可知,交流側(cè)開(kāi)關(guān)頻率次電流脈動(dòng)能量最大值等于支撐電容上能量脈動(dòng)最大值,即

(5)

從而得到 (6)

式中ri為電源電流紋波系數(shù), rv為直流電壓紋波系數(shù),。

由式(6)得：Cd≥250mF,為了使直流側(cè)得到穩(wěn)定的電壓并且諧波濾得干凈,取Cd=330mF。

PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的設(shè)計(jì)

本控制系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)器控制整流器系統(tǒng),電流環(huán)作為內(nèi)環(huán),迫使輸入電流跟蹤指令電流,能夠提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力,。由電壓調(diào)節(jié)器輸出得到電流環(huán)的參考電流,。其調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)表達(dá)式分別為(7)和(8)。
 

(7)

(8)


式中：Ti為電流調(diào)節(jié)器的時(shí)間常數(shù)：Ti=Ls/Rs=0.15(s)

Kpi為電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)：Kpi=Ls/TKs=0.67

Tpv為電壓調(diào)節(jié)器的時(shí)間常數(shù)：Tpv=hTi=5T=0.0005(s)

Kpv為電壓調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)：Kpv=(h+1)TpvTd/(2h2Ti)=5.72

IGBT的驅(qū)動(dòng)電路

IGBT 具有開(kāi)關(guān)速度快,電壓控制的特點(diǎn),同時(shí)又具有電流,、電壓容量大,導(dǎo)通壓降小的優(yōu)點(diǎn),因而具有良好的特性,是目前大中功率電子設(shè)備普遍使用的開(kāi)關(guān)器件,。本系統(tǒng)采用國(guó)際整流器公司生產(chǎn)的IRGB15B60KD型號(hào)的開(kāi)關(guān)管,它的耐壓為600V,允許通過(guò)的最大電流為15A,正常工作壓降為1.8V;柵極驅(qū)動(dòng)電壓為15V,開(kāi)通時(shí)間延遲為34ns,關(guān)斷時(shí)間延遲為184ns。驅(qū)動(dòng)電路如圖3(a)所示,。

圖3(a) IGBT驅(qū)動(dòng)電路

驅(qū)動(dòng)芯片IR2103S的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3(b)所示,。IR2103S是半橋驅(qū)動(dòng)芯片,具有低壓自鎖功能,當(dāng)柵極驅(qū)動(dòng)電壓小于11V時(shí),斷開(kāi)柵極信號(hào),當(dāng)柵極電壓低于10V時(shí),IGBT將工作于線性區(qū)并且很快過(guò)熱,所以要有低柵壓保護(hù)電路。IR2103S內(nèi)部自帶低壓自鎖電路,。IGBT柵極需要15V才能達(dá)到額定的C-E結(jié)導(dǎo)通壓降,。如果柵極電壓低于13V時(shí),在大電流時(shí)導(dǎo)通壓降將急劇上升。所以IR2103S的電源電壓定為15V比較合適,。

圖3(b) IR2103S內(nèi)部結(jié)構(gòu)

為了改善控制脈沖的前后延陡度并防止振蕩,減少IGBT集電極大的電壓尖脈沖,需要柵極串聯(lián)電阻RG,。當(dāng)RG增大時(shí),開(kāi)通和關(guān)斷延遲時(shí)間都將延長(zhǎng),IGBT的能耗增加。當(dāng)RG減小時(shí),di/dt增大可能引起IGBT誤導(dǎo)通或損壞,。所以,應(yīng)選擇合適的RG,通常為幾十W到幾百W,。根據(jù)IRGB15B60KD產(chǎn)品數(shù)據(jù)實(shí)驗(yàn)檢測(cè)值為22W,綜合考慮可取RG=30W。當(dāng)集-射極之間加有高壓時(shí),易受外界干擾,使柵-射電壓超過(guò)UGEth引起誤動(dòng)作,。為了防止這種現(xiàn)象發(fā)生,在柵-射間須接一個(gè)柵-射電阻RGE,。如果RGE太小,開(kāi)通時(shí)間會(huì)增大,從而降低開(kāi)關(guān)頻率。通常RGE=(1000~5000)RG,則可取RGE=90KW,。

C3為VCC電源濾波電容,取C3=0.1mF,C4與D1為自舉電容和二極管,自舉電容工程應(yīng)用常取

C4=2Qg/(VCC-10-1.5)

假設(shè)IGBT充分導(dǎo)通電壓為10V,電容及二極管上的壓降為1.5V,。對(duì)于50A/600V的IGBT充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷Qg=250nC。

則C4可?。篊4=2×250×10-9/(15-10-1.5)=0.14mF

可取C4=0.22mF,或更大容量的且耐壓大于35V的鉭電容,。

為了快速關(guān)斷IGBT,要給柵極加負(fù)偏電壓,但過(guò)大的負(fù)偏電壓會(huì)造成IGBT反向擊穿,通常取關(guān)柵電壓為-5V。為了防止IGBT被擊穿,在柵-射之間加兩個(gè)反向串連的穩(wěn)壓值分別為5V和15V的穩(wěn)壓管,。

為了避免主回路中的強(qiáng)電干擾控制回路中的弱電信號(hào),采用光耦隔離器將驅(qū)動(dòng)回路的控制部分和主回路隔離,。通過(guò)隔離,人工在線調(diào)試的時(shí)候更加安全,另外驅(qū)動(dòng)電路的輸入/輸出使用不同的地,利用隔離,可以避免之間的干擾。本系統(tǒng)采用TLP621光藕隔離器,+5V供電,隔離電壓為5000AC(V),典型工作輸入電流為16mA,輸出電流為1mA,。輸入端電阻Rin=VCC/Iin=5V/16mA =312.5W,可取Rin=330W;輸出端電阻Rout=(VCC-UCE)/Iout=(5-0.7)V/1mA=4.3KW

可取Rout=4.7KW,驅(qū)動(dòng)光耦隔離電路如圖3(c)所示,。由于IR2103S的高端輸入/輸出同步,低端輸入/輸出異步,則高端輸入端接的光耦采用同向接法,低端輸入端接的光耦采用反向接法,以保證同一橋的上下管不同時(shí)導(dǎo)通,。

圖3(c) 驅(qū)動(dòng)光耦隔離電路

系統(tǒng)仿真

Matlab 軟件應(yīng)用廣泛,Matlab7.0新增加“SimPower Systems”工具箱,這給使用者帶來(lái)了極大的方便,可以根據(jù)實(shí)際電路進(jìn)行建模和仿真。本文采用基于Matlab7.0/SimPower Systems工具箱的方法對(duì)系統(tǒng)建模和仿真,仿真算法采用0de15s以獲得最好的仿真速度,。仿真結(jié)果驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性,。

圖4為系統(tǒng)處于整流狀態(tài)時(shí)交流側(cè)電流/電壓波形,由結(jié)果可知,系統(tǒng)電流跟蹤性能好、響應(yīng)快,。當(dāng)系統(tǒng)能量回饋時(shí),交流側(cè)電流/電壓波形如圖5所示,。

圖4 整流狀態(tài)交流電流/電壓波形

圖5 逆變狀態(tài)交流電流/電壓波形

系統(tǒng)在整流狀態(tài)時(shí),直流側(cè)電壓輸出波形如圖6所示,由圖可知直流電壓無(wú)超調(diào)且紋波小。圖7為系統(tǒng)由能量正輸向能量回饋的變化時(shí)交流電流/電壓的波形,系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)換過(guò)渡時(shí)間短,當(dāng)用戶端有能量回饋時(shí),能很好地被電網(wǎng)吸收,而不必用耗能電阻來(lái)吸收消耗,。用戶端的再生能量能有效地得到利用,以起到理想的節(jié)能作用,。

圖6 直流輸出電壓波形

圖7 整流到逆變時(shí)交流電流/電壓波形

結(jié)語(yǔ)

PWM整流器是一種新型的綠色電源轉(zhuǎn)換器,能使系統(tǒng)功率因數(shù)接近1,負(fù)載電能回饋到電網(wǎng),使負(fù)載端的電能得到了有效的利用。本文設(shè)計(jì)的單相PWM整流器控制系統(tǒng)能有效地實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)電能轉(zhuǎn)換和電能回饋電網(wǎng)的利用,在電力系統(tǒng)的節(jié)能中能起到很好的效果,。