對于較低功率的應(yīng)用而言,，臨界導(dǎo)電模式(CrM)(也稱作邊界,、邊界線甚至是瞬態(tài)導(dǎo)電模式)通常是首選的控制技術(shù)。這種控制技術(shù)簡單,，市場上有采用這種技術(shù)的不同的商用控制器,，容易設(shè)計(jì)。然而,，高輸入電壓時(shí),，如果輸入和輸出電壓之間的差距小，PFC段會變得不穩(wěn)定,。本文將說明解決這種問題的方法,。PFC段一個(gè)更加常見的問題是通常發(fā)生在啟動時(shí)的大電流過沖，而不論采用的是何種控制技術(shù),。

臨界導(dǎo)電模式工作

臨界導(dǎo)電模式(CrM)工作是低功率應(yīng)用中最常見的解決方案,。這種控制方法可以采用可變頻率控制原理來描述特征，即電感電流先上升至所需線路電流的2倍,，然后下降至零,，接著再上升至正電流，期間沒有死區(qū)時(shí)間(dead-time),，如圖1所示,。這種控制方法需要電路精確地檢測電感的磁芯復(fù)位。

圖1 臨界導(dǎo)電模式工作

零電流檢測

確定退磁完成的常見解決方案在于感測電感電壓,，更具體地說,，就是檢測電感電壓何時(shí)降至零。監(jiān)測線圈電壓并非經(jīng)濟(jì)的解決方案,。相反,，這升壓電感與小型繞組相關(guān)，這繞組(稱作“零電壓檢測器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個(gè)縮小版本,，能夠用于控制器上,，如圖2所示。ZCD繞組采用耦合形式，因而它在MOSFET導(dǎo)電時(shí)間(反激配置)期間呈現(xiàn)出負(fù)電壓,，如圖3中所示,。這繞組提供：

VAUX=-NVIN，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí),；

VAUX=N(VOUT-VIN),，當(dāng)MOSFET開路時(shí)。

其中,，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數(shù)比,。

圖2 NCP1607驅(qū)動的應(yīng)用段典型應(yīng)用示意圖

當(dāng)ZCD電壓(VAUX)開始下降時(shí)線圈電流會達(dá)到零。許多CrM控制器內(nèi)部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓,，檢測出下降沿,，并準(zhǔn)時(shí)啟動下一個(gè)驅(qū)動信號。為了實(shí)現(xiàn)強(qiáng)固的工作,，應(yīng)用了磁滯機(jī)制,，并實(shí)際上產(chǎn)生較高的(upper)閾值(VAUX上升時(shí)有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時(shí)有效)。出于不同原因(如安森美半導(dǎo)體NCP1607 PFC控制器中的ZCD引腳的多功能性),，在大多數(shù)商用器件中這些閾值都相對較高(在1V及2V之間),。

例如，NCP1607數(shù)據(jù)表中可以發(fā)現(xiàn)下述的ZCD閾值規(guī)范(引腳5是監(jiān)測ZCD信號的電路),。

Vpin5上升：最低值為2.1V,，典型值為2.3V，最大值為2.5V,；

Vpin5下降：最低值為1.5V,，典型值為1.6V，最大值為1.8V,。

要恰當(dāng)?shù)貦z測零電流,，VAUX信號必須高于較高的閾值。

圖3  波形

極高輸入線路時(shí)的不精確零電流檢測

圖4及圖5顯示出在高線路時(shí)會面對的一個(gè)問題,。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時(shí)Vin較高,，因?yàn)閂AUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN),。此外，如圖4所示,，輸入電壓在開關(guān)頻率呈現(xiàn)出交流含量,。因此，VAUX波形并不平坦,，相反,，它還包含紋波。在低線路時(shí)，這紋波可以忽略不計(jì),。在高線路時(shí),，VAUX幅度在退磁相位期間較小。因此,，這些振蕩可能大到足以導(dǎo)致過早檢測電感磁芯復(fù)位,。事實(shí)上，如圖4和圖5所示的那樣,，零電流檢測的精度降低了,。

圖4 不精確零電流檢測導(dǎo)致的不穩(wěn)定性

圖5 連續(xù)導(dǎo)電模式工作

圖4顯示出現(xiàn)不穩(wěn)定性問題時(shí)高輸入線路(正弦波頂端，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓,。我們可以看到MOSFET關(guān)閉時(shí),，VAUX電壓輕微躍升至高于ZCD閾值。由于其大紋波的緣故,，在退磁相位期間,，VAUX電壓首先增加，然后下降,。由于在某些開關(guān)周期的末段VAUX接近ZCD閾值,，這VAUX電壓下降導(dǎo)致零電壓比較器在電感磁芯完全復(fù)位前就翻轉(zhuǎn)(trip)。圖5證實(shí)了這一論斷,。有時(shí),，升壓二極管仍在導(dǎo)電時(shí)，PFC段開始新的周期,。這個(gè)現(xiàn)象主要導(dǎo)致線路電流失真(見紅色跡線),、功率因數(shù)退化，并可能有一些頻率處在人耳可聽到的噪聲,。

改善高線路工作的簡單調(diào)整方法

如圖6所示,，在VCC與引腳5(ZCD引腳)之間布設(shè)一顆電阻，能夠減輕或抑制這個(gè)現(xiàn)象,。這樣一來,，ZCD引腳上就產(chǎn)生了偏置。

圖6 ZCD引腳上的調(diào)整

在測試的應(yīng)用中,，VCC為15V,，且Rzcd=68kΩ。在VCC與引腳5之間增加一顆電阻Roff=680kΩ,，就改變了施加在引腳5(ZCD引腳)上的電壓,。退磁相位期間ZCD引腳上施加的實(shí)際VAUX電壓就變?yōu)椋?/p>

    (1)

然后，施加在引腳5上的電壓就偏置,。事實(shí)上,，這就像是VAUX電壓與減小了1.36V的ZCD閾值比較。這樣一來，新的實(shí)際ZCD閾值就是：

Vpin5上升：最低值為0.74V,，典型值為0.94V,最大值為1.14V,；

Vpin5下降：最低值為0.14V，典型值為0.24V,最大值為0.44V,。

這些降低的ZCD閾值增加了ZCD的精度,，并能抑制CCM工作，在相同條件下獲得的波特圖（見圖7）就證實(shí)了這一點(diǎn),。

圖7 調(diào)整改善器件工作

必須注意,，Vpin5下降(我們的案例中是1.5V)時(shí)，偏置必須保持在低于ZCD最低閾值,。這是為了確保新的實(shí)際ZCD閾值(Vpin5下降時(shí)) 保持高于0V,。否則，系統(tǒng)可能難于檢測磁芯復(fù)位并因此啟動新的開關(guān)序列,。出于這個(gè)目的,，應(yīng)當(dāng)考慮到VCC的變化。

啟動時(shí)的大過沖

PFC段從輸入線路正弦波電壓源吸收正弦電流,，因此,，它們?yōu)樨?fù)載提供僅匹配平均需求的方波正弦功率。輸出電容(大電容)“吸收”實(shí)際提供的功率與負(fù)載消耗的功率之差值,。

● 饋送給負(fù)載的功率低于需求時(shí),，輸出電容放電，補(bǔ)償功率差額,。

● 提供的功率超過負(fù)載功耗時(shí),，輸出電容充電，存儲多余的能量,。

因此,，輸出電壓呈現(xiàn)出輸入線路頻率2倍的低頻交流含量。不利的是,，PFC電流整形(current-shaping)方法均基于控制信號無紋波的假設(shè),。否則，就不能夠優(yōu)化功率因數(shù),，因?yàn)檩斎刖€路電流重新復(fù)制了控制信號失真,。這就是眾所周知的PFC電路動態(tài)性能差的原因。它們的穩(wěn)壓環(huán)路帶寬設(shè)得極低,，從而抑制100Hz或120Hz紋波，否則輸出電壓就會注入這紋波,。

由于系統(tǒng)極慢,，PFC段遭受陡峭的負(fù)載或輸入電壓變化時(shí)，會在大電容上呈現(xiàn)出大的過沖

圖8 輸出電壓紋波

圖9展示能在啟動相位期間觀察到的那類過沖。這波特圖是使用由NCP1607驅(qū)動,、負(fù)載是下行轉(zhuǎn)換器的PFC段獲得的,。

圖9 啟動相位期間的過沖

承受啟動過沖

應(yīng)用軟啟動是減小過沖的一種自然選擇。然而,，設(shè)計(jì)人員所選擇的控制器并不必須具有這個(gè)功能特性,。此外，從定義來看,，這種功能減緩了啟動速度,，而這并非總是可以接受。

另外一種簡單的選擇涉及在反饋感測電阻分壓器處增加一個(gè)電容,，如圖10所示,。在這個(gè)圖中，我們假定感測網(wǎng)絡(luò)中上部的電阻分割為兩個(gè)電阻,，而電容Cfb并聯(lián)連接在其中一個(gè)電阻的兩端,。

圖10 小幅調(diào)整反饋網(wǎng)絡(luò)

如果控制電路中嵌入了傳統(tǒng)的誤差放大器，讓我們分析電容Cfb的影響,。在穩(wěn)態(tài),，Cfb改變了傳遞函數(shù)。通過檢測,，我們立即注意到它增加了：

處于下述頻率的一個(gè)零點(diǎn)：

    (2)

處于下述頻率的一個(gè)極點(diǎn)：

    (3)

控制器集成了傳導(dǎo)誤差放大器(OTA)時(shí),，情況就有點(diǎn)不同。這是因?yàn)榉答佉_(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground),。因此,，電阻分壓器中下部位置的電阻(RfbL)影響了極點(diǎn)頻率的表達(dá)式。實(shí)際上,，采用OTA時(shí)：

    (4)

然而,，PFC輸出電壓的穩(wěn)壓電平通常處于390V范圍，而控制器參考電壓處在少數(shù)幾伏的范圍,。因此,，與(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL極??；如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，或如果RfbU1小于RfbU2,，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2,。事實(shí)上,，設(shè)計(jì)人員基于這些考慮因素，能夠得出近似Cfb產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率,，即：

    (5)

最后,，兩種配置中都獲得相同的極點(diǎn)。

這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性條件,。相反,，滿足這些條件是明智之舉，因?yàn)镽fbU1兩端的電壓及相應(yīng)的Cfb兩端的電壓取決于RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對比較關(guān)系,。這就是為什么它們是現(xiàn)實(shí)可行的原因,。

如果RfbU1與RfbU2這兩個(gè)電阻擁有類似阻值，

     (6)

如果RfbL=RfbU2：

    (7)

最后,，如果與RfbU2相比RfbU1極小,，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數(shù)中抵消(cancel)的極點(diǎn)和零點(diǎn)。這樣,，增加Cfb就對環(huán)路和交越頻率沒有影響,。如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，低頻增益就略微增加,，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加,。事實(shí)上，特別是在RfbL=RfbU2時(shí),，這個(gè)增加的電容并不會大幅改變PFC段的動態(tài)性能,。

然而，在啟動相位期間,，這個(gè)電容發(fā)揮重要作用,。當(dāng)輸出電壓上升時(shí)，Cfb電容也充電,。Cfb充電電流增加到反饋電流中,，所以穩(wěn)壓電平臨時(shí)降低。這增加的電流與Cfb電容值成正比,，并取決于輸出電壓的陡峭度,，因此，在輸出電壓快速充電時(shí),，這個(gè)影響更引人注目,。

實(shí)際驗(yàn)證

在應(yīng)用中已經(jīng)測試了調(diào)整方法，反饋網(wǎng)絡(luò)如下所示：

RfbU1≈RfbU2=470kΩ

RfbL=6.2kΩ

電阻RfbU1兩端放置了一個(gè)100nF電容,。它必須是一種高壓電容,，因?yàn)槿粑覀兗俣ㄝ敵鲭妷鹤畲笾禐?50V，它兩端的電壓可能達(dá)到223V,。作為一項(xiàng)經(jīng)驗(yàn)法則(rule of the thumb),，我們選擇了100nF電容值,，這樣，在觀測到過沖時(shí),，時(shí)間常數(shù)（RfbU1Cfb）就處在啟動時(shí)間的范圍之內(nèi)。

圖11比較沒有時(shí)的啟動序列(左圖)與有Cfb時(shí)的啟動相位(右圖),。這些波特圖清楚顯示電容的影響,。Cfb充電電流人為地增加了輸出電壓(即圖中的Vbulk)充電期間的反饋電流，導(dǎo)致預(yù)期的控制信號(Vcontrol)放電,。因此就沒有觀測到輸出電壓過沖,。我們可進(jìn)一步指明，啟動時(shí)間未受明顯影響,。

圖11 有Cfb(左圖)及沒有Cfb(右圖)時(shí)的啟動特性

圖12顯示了沒有Cfb時(shí)(左圖)及有Cfb時(shí)(右圖)PFC段對突兀的負(fù)載改變(120W階躍)的響應(yīng),。我們的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb產(chǎn)生并不會相互抵消的額外極點(diǎn)及額外零點(diǎn),，且輕微改變環(huán)路特性,。然而，最重要的是,，采用Cfb還是改善了響應(yīng),，因?yàn)檩^大的輸出偏差(Output deviation)使這些負(fù)載階躍類似于啟動瞬態(tài)。因此,，Cfb在這里同樣幫助控制電路出現(xiàn)預(yù)料中的所期望的電平恢復(fù),。

圖12 沒有Cfb時(shí)(左圖)及有Cfb時(shí)(右圖)PFC段對負(fù)載階躍變化的響應(yīng)

結(jié)論

本文討論了如何解決PFC段經(jīng)常會面對的兩個(gè)問題。首先,，在CrM應(yīng)用中,，零電流檢測在高輸入線路時(shí)精度不高，而當(dāng)輸入線路電壓非常接近輸出電壓時(shí),，可能會出現(xiàn)某些不需要的連續(xù)導(dǎo)電模式周期,，導(dǎo)致一些功率因數(shù)退化，及可能出現(xiàn)一些人耳可聽到的噪聲,。能夠使用一顆簡單的電阻來改善這功能,。其次，在啟動序列期間,，PFC段也可能呈現(xiàn)出過大的過沖,。可以在反饋感測網(wǎng)絡(luò)中放置一顆電容來限制或抑制這過應(yīng)力,。即便是在電源設(shè)計(jì)的極晚階段,，這兩種調(diào)整方法都易于實(shí)施。