(2) uin > 0, iLf < 0

在[t1～t2]時段內(nèi),，uin >0, iLf <0,，此時開關(guān)管S1b、S2b恒通,，S1a,、S2a高頻互補(bǔ)開通，正向Boost型DC/DC直流變換器工作,，其兩種開關(guān)模態(tài)如圖4所示,。

當(dāng)開關(guān)管S1a開通、S2a關(guān)斷時,，電感電流iLf經(jīng)電感Lf,、輸入電源uin、交流開關(guān)管S1流通,，如圖4(a)所示,；當(dāng)開關(guān)管S1a斷開，S2a開通時,，電感電流iLf經(jīng)電感Lf,、輸入電源uin、電容Cf和負(fù)載,、交流開關(guān)管S2流通,，如圖4(b)所示。

(3) uin < 0, iLf < 0

在[t2～t3]時段內(nèi),，uin <0, iLf <0,，此時開關(guān)管S1a、S2a恒通,，S1b,、S2b高頻互補(bǔ)開通，反向Boost型DC/DC直流變換器工作,，如圖5所示,。

當(dāng)開關(guān)管S1b導(dǎo)通，S2b斷開時,，電感電流iLf經(jīng)電感Lf,、輸入電源uin,、交流開關(guān)管S1流通，如圖5(a)所示,；當(dāng)開關(guān)管S1b斷開,，S2b開通時，電感電流iLf經(jīng)電感Lf,、輸入電源uin,、電容Cf和負(fù)載,、交流開關(guān)管S2流通,，如圖5(b)所示。

(4) uin< 0, iLf > 0

在[t3～t4]時段內(nèi),，uin<0, iLf >0,，此時開關(guān)管S1a、S2a恒通,，S1b,、S2b高頻互補(bǔ)開通，反向Boost型DC/DC直流變換器工作,，如圖6所示,。

當(dāng)開關(guān)管S1b導(dǎo)通，S2b斷開時,，電感電流iLf經(jīng)電感Lf,、交流開關(guān)管S1、輸入電源uin流通,，如圖6(a)所示,；當(dāng)開關(guān)管S1b斷開，S2b開通時,，電感電流iLf經(jīng)電感Lf,、交流開關(guān)管S2、電容Cf和負(fù)載,、輸入電源uin流通,，如圖6(b)所示。

3 控制策略

通過對單相Boost型AC/AC交流變換器的工作原理的分析可知,，無論電感電流方向如何,，開關(guān)管的工作模態(tài)只與輸入電壓的極性有關(guān)。當(dāng)uin > 0時,，開關(guān)管S1b,、S2b恒通，S1a,、S2a高頻互補(bǔ)開通, 正向Boost型DC/DC直流變換器工作,；當(dāng)uin < 0時,，開關(guān)管S1a、S2a恒通,，S1b,、S2b高頻互補(bǔ)開通，反向Boost型DC/DC直流變換器工作,。由此可得單相Boost型AC/AC交流變換器的控制框圖,，如圖7所示。

輸入電壓經(jīng)采樣后,，由過零比較器得到輸入電壓uin的極性信號SP1,，SP1反相得到信號SN1; 輸出電壓uo的反饋采樣信號uo_f與基準(zhǔn)輸出電壓uo_ref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后得到電壓誤差信號ue,，ue與三角波進(jìn)行比較,，得到高頻PWM控制信號SP2，SP2反相后得到控制信號SN2; SP1,、SN1分別與SP2,、SN2進(jìn)行邏輯或調(diào)制，得到開關(guān)管S1a,、S1b,、S2a、S2b的控制信號K1a,、K1b,、K2a、K2b,。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證Boost型 AC/AC交流變換器理論分析的正確性和控制策略的可行性,，對該變換器進(jìn)行了仿真與實(shí)驗(yàn)研究。

4.1仿真波形

仿真參數(shù)如下：輸入電壓的有效值Uin=110 V,，基準(zhǔn)輸出電壓的有效值Uo_ref =220 V,，開關(guān)管采用理想器件；輸入電壓頻率為50 Hz,；開關(guān)頻率為50 kHz,；電感Lf =500 μH，電容Cf =10 μF,。

開關(guān)管S1a,、S1b、S2a,、S2b的控制信號K1a,、K1b、K2a、K2b的仿真波形如圖8(a)所示,；圖8(b)中是交流開關(guān)管S1兩端電壓uS1,、輸入電壓uin和輸出電壓uo的仿真波形，其中uo和uin相位相同,，交流開關(guān)管S1兩端的電壓uS1是以輸出電壓uo為包絡(luò)線的高頻脈沖序列,。