摘要
空間矢量脈寬調制(SVPWM)廣泛用于3相逆變器控制系統(tǒng)。SVPWM MCU實現(xiàn)的最有效方法是中心對齊PWM,,因為MCU中的PWM模塊可輕松產(chǎn)生中心對齊PWM,。本文將討論SVPWM實現(xiàn)方法,并介紹一種輕松實現(xiàn)中心對齊SVPWM的方法,,其適合于片上PWM模塊,。
1 引言
SVPWM廣泛用于3相逆變器控制系統(tǒng),原因是它比正弦脈寬調制(SPWM)擁有更高的DC側電壓利用效率,。盡管SVPWM具有許多優(yōu)勢,,但是它難以實現(xiàn)。最難的因素是計算每個功率開關的占空比,,以及確定每個開關周期的矢量扇區(qū)和脈沖序列,。許多文章都介紹了3相2級逆變器的占空比計算方法,并且我們可以使用許多方法來計算出矢量序列(例如,,中心對齊方法,,它可以在MCU平臺中輕松地實現(xiàn))。
為了改善3相逆變器的系統(tǒng)效率,,3級或者多級逆變器正變得越來越流行,。相比2級逆變器,3級逆變器擁有更多的功率開關(最多可達12個),;這就意味著,,3級逆變器比2級逆變器擁有更多的矢量扇區(qū),。因此,相比2級逆變器,,3級逆變器SVPWM的占空比計算和矢量計算更加復雜,。
本文[1]介紹了一種計算矢量扇區(qū)的簡單方法。計算過程總共只有2步,,第1步把整個矢量分為6個主要扇區(qū)。這一步與2級逆變器的扇區(qū)計算方法非常類似,。第2步,,把基準扇區(qū)重新定位至這6個扇區(qū)之一中,然后把這個主扇區(qū)分為6個子扇區(qū),。這種計算方法可用于2級逆變器,,用于確定有效矢量和計算其停頓時間。但是,,我們還沒有討論每個開關周期的矢量序列,,并且占空比計算方法很難在MCU應用中實現(xiàn)。本文[2]把相同方法用于計算矢量,。重新定位的零矢量作為2級逆變器的零矢量,,則得到的矢量序列與2級逆變器一樣。在實現(xiàn)過程中,,MCU用于產(chǎn)生序列信號,,并把外圍邏輯電路用于每個功率開關的已實現(xiàn)PWM生成。我們并未介紹沒有外圍邏輯電路且適合于MCU實現(xiàn)的方法,。
SVPWM MCU實現(xiàn)的最有效方法是中心對齊PWM,,因為MCU的PWM模塊可輕松地產(chǎn)生中心對齊PWM。本文將基于[1]和[2]所述方法,,討論SVPWM實現(xiàn),,并介紹實現(xiàn)中心對齊SVPWM的一種簡單方法,其適合于片上PWM模塊,。
2 3相3級逆變器的基本SVPWM原理
圖1顯示了中點箝位(NPC)型3相3級逆變器的硬件拓撲,。
圖1NPC 3相3級逆變器的硬件拓撲
圖1中,共有3個NPC腿(R,、S和T),;每個腿包括4個功率開關。每個腿的4個功率開關必須在兩個補償對中得到控制,。Qx1,、Qx3(x = R,S,T)為一個補償對,Qx2,、Qx4為另一對,。因此,,對于每個腿而言,它可通過4個功率開關輸出3個不同相位的電壓狀態(tài),。
表1每個腿的輸出狀態(tài)
當控制每個腿的功率開關(參見表1)時共有27個狀態(tài),;每個狀態(tài)均可映射到α- β坐標平面矢量圖。27個矢量可形成18個扇區(qū),,如圖2所示,。
圖2 3相3級逆變器SVPWM矢量圖
假設基準矢量Vref。根據(jù)SVPWM理論,,我們必須在圖2中找出兩個最接近的矢量Vx,、Vy以及一個零矢量Vz,以組成矢量Vref,。圖2顯示了Vref和Vx,、Vy、Vz之間的關系,。因此,,我們可以選擇矢量PNN(Vx)、PNN(Vy)和NNN(Vz),,形成Vref,。如果規(guī)定間隔Ts內Vx、Vy,、Vz的停頓時間分別為Tx,、Ty、Tz,,則可得到如下函數(shù):
但是,,僅僅通過2級SVPWM中使用的角度還很難確定Vx、Vy,、Vz,,因為即使角度相同,但基準矢量可位于不同扇區(qū)內,。為了確定該扇區(qū),,需要基準矢量的大小,但它會增加計算方法的復雜度,。
[1]和[2]介紹了一種計算Vx,、Vy、Vz的簡單方法,。首先,,圖2所示整個矢量圖被分為6個主扇區(qū)。每個主扇區(qū)包含10個原始扇區(qū),,其會形成一個子六邊形,。這6個主扇區(qū)呈60度角差連續(xù)分布,。圖3顯示了這6個主扇區(qū)。
圖33級SVPWM的主扇區(qū)
給定基準矢量Vref情況下,,可僅利用該角度計算主扇區(qū),。例如,圖4中,,Vref和α軸之間角度θ為+60度到-60度,,其意味著Vref主扇區(qū)為扇區(qū)1。
圖4主扇區(qū)1
在計算出主扇區(qū)以后,,它必須把初始矢量映射到所選主扇區(qū)內,。映射算法如下:
例如,主扇區(qū)1的初始矢量為PPP(OOO,,NNN)、POP(NON),、PNO,、PNN、PON,、PPO(OON),、POO(ONN)。為了獲得類似于2級SVPWM的六邊形,,把POO(ONN)作為映射矢量Vmap1=V0,。在映射以后,我們可得到圖5所示六邊形,,其與2級SVPWM的矢量圖一樣,。在該六邊形中,共有7個映射矢量,,其在六邊形中形成6個子扇區(qū),。
圖5 主扇區(qū)1映射
由圖5,我們可以看到,,Vref位于子扇區(qū)1中,,并且我們可以輕松地計算停頓矢量為。可以作為2級SVPWM的零矢量,。因此,,我們可以得到如下函數(shù):
組合方程式(2)和方程式(3),得到:
因此
由方程式4,,如果可以計算出停頓時間和,,則可計算得到初始矢量停頓時間。由圖5映射,,3級SVPWM的矢量選擇和停頓時間計算被完全轉換為2級SVPWM,。不同主扇區(qū)擁有不同映射矢量,。表2總結了每個主扇區(qū)的映射矢量。
表2 每個主扇區(qū)的映射矢量
3 主扇區(qū)計算簡單方法
利用α- β坐標平面Vref角度,,可計算出該主扇區(qū),。如圖2和圖3所示,每個主扇區(qū)均位于固定角度范圍內,。例如,,第一個主扇區(qū)的角度范圍為。還可以計算第二個主扇區(qū)的角度范圍,,其為,。因此,第一個和第二個主扇區(qū)之間的重疊區(qū)域,,會延伸到兩個相鄰區(qū)域,。這些重疊區(qū)域增加了主扇區(qū)的計算難度。為了規(guī)定每個扇區(qū)的獨占角度區(qū)域,,我們可重新定義主扇區(qū),,如圖6所示。
圖6 主扇區(qū)新定義
利用圖6所示定義,,每個主扇區(qū)都有其自己的角度區(qū)域及其自己的子扇區(qū),。
鑒于圖7所示3相電壓波形,相應主扇區(qū)被標記在正確位置,。由圖7,,表3總結了主扇區(qū)編號與3個相位元素之間的關系,其可幫助輕松確定主扇區(qū),。
圖7 主扇區(qū)位置
表3 主扇區(qū)確定方法
4 子扇區(qū)過程
在2級SVPWM中,,第1步是找出可確定停頓矢量的扇區(qū)編號。第2步是,,計算每個所選矢量的停頓時間,。根據(jù)第1章中3級SVPWM原則,當確定主扇區(qū)且所有矢量均映射到主扇區(qū)時,,可使用與2級SVPWM相同的過程來確定子扇區(qū),,并計算每個停頓矢量的停頓時間。這種過程算法在許多文章中都有介紹,,因此本文將不再討論子扇區(qū)確定方法和停頓時間計算方法,。
盡管我們可以通過子扇區(qū)方法找出每個矢量的停頓時間,但是每個功率開關的占空比分布比2級SVPWM要復雜得多,。3級SVPWM擁有6對補償功率開關,,其意味著,當我們得到所選矢量的停頓時間時,,必須計算出6個占空值,。為了簡化占空比計算過程,,本文介紹一種有效的方法,用于輕松地計算每對功率開關的占空比,。
我們同樣以主扇區(qū)1作為例子,。根據(jù)圖4,R相位沒有N狀態(tài),。除此以外,,如果選擇OON、ONO和OOO,,用于矢量映射,,則S和T相位沒有P狀態(tài)。就R相位而言,,用1代替P狀態(tài),,并用0代替O狀態(tài)。就S和T相位而言,,用1代替O狀態(tài),,用0代替N狀態(tài)。結果是,,與2級SVPWM相同的矢量圖。圖8顯示了這種操作過程,。
圖8 狀態(tài)代替
在完成2級SVPWM過程以后,,可知道3個矢量的停頓。如圖8所示,,Tx為100停頓時間,,Ty為110停頓時間,而Tz為111和000停頓時間,。因此,,我們可以利用中心對齊PWM輸出模式,計算出3對補償功率開關的3個占空比(d1,、d2和d3),;本例所得矢量序列為000→100→110→111→110→100→000。圖9左邊顯示了2級SVPWM中3對補償功率開關上級開關的狀態(tài),,其被稱作中心對齊SVPWM,。
圖9 2級逆變器中心對齊SVPWM
如果我們用P和N分別代替1和0,則我們可得到3級逆變器中心對齊SVPWM的右邊部分,。3級SVPWM的矢量序列為:
ONN→PNN→PON→POO→PON→PNN→ONN,。
正功率開關對為Qx1和Qx3(x=R、S,、T),;負功率開關對為Qx4和Qx2(x = R,、S、T),。我們對每對狀態(tài)0和1的定義也與2級SVPWM相同,。因此,對于主扇區(qū)1而言,,在單開關周期內,,負R相位對始終為0,對于S,、T相位而言,,正對始終為0。那么,,僅3對功率開關必須通過不同的占空比,、正R相位對和負S、T相位對控制,,其相當于2級SVPWM的3對功率開關,。這意味著,在主扇區(qū)1中,,d1可分配給正R相位對,,d2可分配給負S相位對,而d3可分配給負T相位對,。
前面分析結果可擴展至其它矢量,。表4總結了狀態(tài)代替,表5列舉了每個主扇區(qū)的占空比分配情況,。
表4 每個主扇區(qū)的狀態(tài)代替
表5 每個主扇區(qū)的占空比分配
5 算法實施
由第4小節(jié)的分析,,我們可實現(xiàn)3級SVPWM算法。圖10顯示了該軟件流程圖,。
圖10 3級SVPWM算法流程圖
圖10中,,所有函數(shù)輸入均為基準矢量的αβ元素。
RevParkConv為Park反向轉換的函數(shù),,由此,,我們可以得到3個相位靜態(tài)元素。
MainSectorCal為通過表3所列結果確定主扇區(qū)編號的函數(shù),。
MapVector為映射基準矢量至所選主扇區(qū)的函數(shù),。表2列出了映射矢量αβ元素。
Svgen_dq_2_Level為實現(xiàn)2級SVPWM過程的函數(shù),,由此,,我們可知道三個占空比d1、d2和d3。
DutyAssign為通過表5所列結果為功率開關對分配CMPR值的函數(shù),。
6 仿真結果
為了測試第5章所討論算法的有效性,,我們使用Matlab Simulink Platform得到仿真結果。所有算法均通過C代碼s函數(shù)完成,,其可輕松移植至現(xiàn)實系統(tǒng),。
仿真條件如下:
. 三相三級NPC橋
. 開關頻率:10kHz、PWM周期計數(shù):3000
. DC側電壓:700V
. 基準相到相電壓:(1)200 V/50 Hz,;(2)280 V/50 Hz
. LC濾波器參數(shù):每個相位,,L=9mH,C=4.7μf
. R負載:每個相位100Ω
. 無停滯時間
圖11仿真結果
(CH1:基準電壓,;CH2:輸出電壓,;CH3:主扇區(qū)計算;CH4:子扇區(qū)計算)
圖12 仿真結果
(CH1:正QR1 PWM,;CH2:負QS2 PWM,;CH3:負QT2 PWM;CH4:主扇區(qū))
圖13 220Vac輸出CMPR值
CH1:R相位正(藍色)和負(綠色)的CMPR值
CH2:S相位正(藍色)和負(綠色)的CMPR值
CH3:T相位正(藍色)和負(綠色)的CMPR值
CH4:主扇區(qū)
圖14 280Vac輸出CMPR值
CH1:R相位正(藍色)和負(綠色)的CMPR值
CH2:S相位正(藍色)和負(綠色)的CMPR值
CH3:T相位正(藍色)和負(綠色)的CMPR值
CH4:主扇區(qū)
由圖11-圖14所示仿真結果,,經(jīng)證明,,該算法是正確的。這種算法可用于實現(xiàn)3級3相逆變器SVPWM,。但是,,由于沒有考慮到停滯時間和DC側電壓失衡所產(chǎn)生的影響,因此要求做進一步的研究,。所以,,我們必須特別注意這種方法的局限性。
參考文獻
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3,、《單相三級NPC逆變器新型SVPWM方法與中點電壓平衡控制法》。
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