3GPP長期演進(jìn)(LTE)項(xiàng)目是近兩年來3GPP啟動的最大的新技術(shù)研發(fā)項(xiàng)目,，因其具有頻譜利用率高,、信道容量提升、支持頻譜靈活性等備受關(guān)注,，以O(shè)FDM和MIMO技術(shù)[1]為基礎(chǔ),，MIMO技術(shù)主要包括傳輸分集和空間復(fù)用， LTE系統(tǒng)最高支持20 MHz帶寬,，在此帶寬下能夠提供下行100 Mb/s與上行50 Mb/s的峰值速率,，因此對系統(tǒng)延遲要求非常高[2],。

    對下行信道進(jìn)行檢測時，要求能夠高效準(zhǔn)確地得到物理下行控制信道所占用的OFDM數(shù),，因?yàn)長TE物理下行控制信道作為系統(tǒng)資源分配和控制信息調(diào)度的核心,，其接收速度的快慢對系統(tǒng)的反應(yīng)速度有著重要影響，傳統(tǒng)方案直接假設(shè)物理下行控制信道占有最多的OFDM數(shù),，之后判斷其占有的OFDM符號數(shù),，這樣比較浪費(fèi)時間，對此提出一種改進(jìn)方案,。此方案直接判斷物理控制信道所占有的OFDM符號數(shù)并對其進(jìn)行信號檢測,，大大節(jié)省了時間。
1 LTE下行幀結(jié)構(gòu)
    由于LTE系統(tǒng)采用OFDM技術(shù),，其幀結(jié)構(gòu)為一個時頻二維的資源格,，時域上每個子幀為1ms，一個子幀包含10個時隙,，時隙0到時隙9,，每個時隙包含6個或者7個OFDM符號，10個子幀構(gòu)成1個無線幀,，頻域上每12個或者24個子載波構(gòu)成一個資源塊,，不同的帶寬包含的RB總數(shù)不同，時域上的一個符號及頻域上的一個子載波是這個時頻二維資源格上的最小單元,，成為一個資源粒子(RE),。
2 下行信道資源映射介紹
    下行定義的物理信道[3]包括物理下行共享信道(PDSCH)物理多播信道(PMCH)、物理下行控制信道(PDCCH)物理廣播信道(PBCH),、物理控制格式指示信道(PCFICH),以及物理HARQ指示信道(PHICH),。由于現(xiàn)階段不需要實(shí)現(xiàn)PMCH，因此不考慮此信道,。PCFICH,、PHICH和PDCCH為控制信道，最多占4個OFDM符號,。
    時域上PBCH的TTI為40 ms,其在子幀0時隙1中前4個OFDM符號上發(fā)送,；頻域上無論系統(tǒng)帶寬為何種配置，都占用系統(tǒng)帶寬中央的72個子載波,，主要用于承載MIB,，向UE端廣播必備參數(shù)。時域上,PCFICH固定分配在一個子幀中的第一個OFDM符號上,，用于指示一個子幀中用于傳輸PDCCH的OFDM符號的個數(shù),；PHICH在一個或者前3個OFDM上分布，PHICH用于承載混合ARQ的ACK/NAK,；而PDCCH則根據(jù)數(shù)據(jù)量占用前1個,、2個,、3個或者4個OFDM符號，PDCCH用于承載傳輸過程中的控制信息,。頻域上,，控制域的最小資源映射單位是資源粒子組(REG)，時隙0的第一個OFDM符號中每個REG包含6個RE[4],；第二個OFDM符號中根據(jù)天線數(shù)每個REG包含4個或者6個RE，1天線或者2天線時為4個,，4天線時為6個,；第三個OFDM符號中每個REG包含4個RE。PCFICH根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定占用第一個符號上的4個REG,，PHICH占用3×N個REG,，其中N為PHICH組的個數(shù)，PDCCH在除去PCFICH,、PHICH的資源上以先時域后頻域的原則在前1~4個OFDM符號內(nèi)進(jìn)行資源映射,。
    PDSCH信道用于承載數(shù)據(jù)信息。因?yàn)閿?shù)據(jù)量較大,，故其資源映射以RB為單位進(jìn)行,，在映射PDSCH時不能占用參考信號、同步信號以及廣播信道,、控制信道占用的資源,。下行信道資源映射圖如圖1所示。

3 接收端信號檢測流程
     接收端信號檢測流程：(1)根據(jù)天線端口數(shù)目設(shè)置相關(guān)參數(shù)并進(jìn)行信號估計得到信道矩陣H,解讀PBCH得到MIB的相關(guān)信息,解讀PCFICH得到控制格式指示CFI(Control Format Indication)值,確定一個子幀中用于傳輸PDCCH的OFDM符號個數(shù),；(2)解讀PHICH獲得PHICH時頻位置,為解讀PDCCH做準(zhǔn)備;(3)根據(jù)PCFICH及PHICH的相關(guān)參數(shù)計算PDCCH所占用的有效REG的個數(shù),從而完成解PDCCH; (4)解讀PDCCH,得到DCI值獲得PDSCH的相關(guān)參數(shù),為解PDSCH做準(zhǔn)備,；解讀PDSCH，獲得SIB和數(shù)據(jù)信息,。如圖2所示,。

3.1傳統(tǒng)方案
    (1)首先判斷PDSCH信道采用的傳輸模式為空間復(fù)用還是傳輸分集，若為傳輸分集則對一個子幀的OFDM符號進(jìn)行信號檢測;若為空間復(fù)用則對前4個OFDM符號進(jìn)行信號檢測,即控制信道最多占用的OFDM符號數(shù),。
    (2)解PCFICH信道,，根據(jù)PCFICH信道所占用的資源粒子解資源映射得到CFI值,即PDCCH所占用的OFDM符號數(shù)。
    (3)單獨(dú)對PHICH信道進(jìn)行信號檢測,根據(jù)PHICH信道所占用的資源粒子解資源映射,。
    (4)解 PDCCH信道,，根據(jù)CFI值和PHICH或PCFICH信道所占用的REG，對PDCCH進(jìn)行解資源映射,。
    (5)解PDSCH信道,，若PDSCH信道采用的傳輸模式為傳輸分集，則信號檢測完成;若為空間復(fù)用去除控制信道所占用的OFDM符號,對剩下的符號進(jìn)行信號檢測,。
    從上述方案描述中可看出,，當(dāng)PDSCH的傳輸模式為空間復(fù)用時,，需要解4個OFDM符號，實(shí)際上控制信道占用的OFDM符號數(shù)要小于等于4,因此會消耗大量的cycles,，導(dǎo)致信號檢測的效率大大降低,，從而嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的實(shí)時性要求。
3.2 改進(jìn)后方案
    基于上述方法存在的問題,，對于空間復(fù)用模式下的信號檢測,，首先解PCFICH信道，即第一個OFDM符號,，判斷出控制信道實(shí)際所占用OFDM符號數(shù),，對其進(jìn)行信號檢測,具體描述如下。
    (1)因?yàn)镻CFICH信息存在于每個下行子幀的第一個OFDM上,，因此首先對子幀的第一個OFDM符號進(jìn)行信號檢測(最大比合并算法),，隨后解PCFICH信道得到控制信道所占有OFDM符號的個數(shù)。
    (2)因?yàn)樵?發(fā)送天線的情況下,，PHICH數(shù)據(jù)采用的傳輸模式不是傳輸分集,因此需要在此對PHICH數(shù)據(jù)存在與否且發(fā)送天線端口個數(shù)是否為4進(jìn)行判斷,，如果條件為真，則對PHICH數(shù)據(jù)進(jìn)行單獨(dú)的信號檢測,，隨后解PHICH信道,。
　(3)在2發(fā)送天線或4發(fā)送天線的情況下，控制信道采用傳輸分集,而數(shù)據(jù)信道采用傳輸分集或空間復(fù)用,，因此需要根據(jù)數(shù)據(jù)信道的傳輸模式進(jìn)行相應(yīng)的信號檢測,，如果數(shù)據(jù)信道采用空間復(fù)用，則只對控制信道所占有的OFDM符號進(jìn)行信號檢測,，否則對一個子幀中14個OFDM符號進(jìn)行信號檢測,；在前面已經(jīng)對4天線端口的PHICH進(jìn)行了判斷,但并沒有考慮2發(fā)送天線的情況,在此需要對2發(fā)送天線的PHICH數(shù)據(jù)進(jìn)行判斷，解PDCCH信道,。
    (4)因?yàn)镻DSCH信道采用傳輸分集或空間復(fù)用,在此需要判斷PDSCH信道采用的傳輸模式,。如果為傳輸分集，PDSCH數(shù)據(jù)的信號檢測已經(jīng)完成;如果為空間復(fù)用,則需對PDSCH數(shù)據(jù)進(jìn)行信號檢測,隨后解PDSCH信道,。
    實(shí)現(xiàn)流程圖如圖3所示,。

4 實(shí)現(xiàn)及性能分析
    通過MATLABR2010a對上述兩種方案進(jìn)行性能仿真，并在CCS上實(shí)現(xiàn),。由于PDSCH可以采用傳輸分集和空分復(fù)用兩種傳輸模式,所以仿真時采用這兩種,，PDCCH最多占用4個OFDM符號，這里取3,，仿真采用的條件和參數(shù)如表1所示,。對改進(jìn)前后方案的計算量進(jìn)行比對。比對結(jié)果如表2所示,。

    在DSP實(shí)現(xiàn)中,，為驗(yàn)證數(shù)據(jù)的正確性,，將Matlab仿真過程輸出數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成CCS數(shù)據(jù)導(dǎo)入到相應(yīng)模塊，并將運(yùn)行輸出結(jié)果導(dǎo)出,，分別取出其實(shí)部,、虛部的表示，得到其數(shù)據(jù)比對值,，如圖6所示,。由于要進(jìn)行數(shù)據(jù)的計算，所以在轉(zhuǎn)化時量化操作會存在精度損失,，但是只要波動平緩,，就說明精度損失是一致的[5-6]，數(shù)據(jù)得到正確的計算,，驗(yàn)證了本方案的正確性和可行性。

    本文從理論分析出發(fā),，根據(jù)TD-LTE系統(tǒng)特性,，提出了一種簡單的下行信道檢測實(shí)現(xiàn)方案,并在TMS320C64×DSP芯片上加以實(shí)現(xiàn)。程序運(yùn)行結(jié)果可看出,，在空分復(fù)用模式下,，改進(jìn)后方案計算量大大減少，同時節(jié)省了內(nèi)存,。本文提出的方案能夠滿足TD-LTE系統(tǒng)的需求,，具有可行性和高效性，使系統(tǒng)的實(shí)時性得到了可靠的保證,。該方案已經(jīng)應(yīng)用于TD-LTE射頻一致性測試系統(tǒng)的開發(fā)中[7],。
參考文獻(xiàn)
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[6] 320C645x DSP External Memory Interface (EMI F) User’s  Guide[S]:9-12
[7] 3GPP TS 36.521 v9.1.0, 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); User Equipment(UE) conformance specification Radio transmission and reception Part 1: Conformance Testing; (Release 9)[S].2010-03.