0 引言
    隨著感應(yīng)加熱電源對自動化控制程度及可靠性要求的提高,，感應(yīng)加熱電源正向智能化與數(shù)字化控制的方向發(fā)展,。DSP具有高速的數(shù)字處理能力及豐富的外設(shè)功能,，使得一些先進(jìn)的控制策略能夠應(yīng)用實踐,，研究基于DSP的數(shù)字控制感應(yīng)加熱電源,，可使產(chǎn)品具有更加優(yōu)良的穩(wěn)定性及控制的實時性,，并且具有簡單靈活的特點。本文以TMS320F2812為核心,，設(shè)計了超音頻串聯(lián)諧振式感應(yīng)加熱電源的數(shù)字化控制系統(tǒng),，包括數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)、移相PWM發(fā)生與系統(tǒng)閉環(huán)控制等,。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
    串聯(lián)諧振式感應(yīng)加熱電源主電路如圖1所示,。采用不控整流加可控逆變電源結(jié)構(gòu)，負(fù)載為感應(yīng)線圈(等效為電感)與補償電容串聯(lián),。逆變部分采用帶鎖相環(huán)的移相PWM控制,。基于TMS320F2812的系統(tǒng)控制框圖如圖2所示,。其中直流側(cè)電壓檢測電路和電流檢測電路用于系統(tǒng)的閉環(huán)控制,；輸出電流檢測電路是獲取負(fù)載電流頻率脈沖信號，用于頻率跟蹤的同步信號,。

2 移相PWM調(diào)功原理
    圖1中由VTl和VT2的臂作為基準(zhǔn)臂,，VT3和VT4的臂作為移相臂，控制脈沖如圖3所示,。由圖可見,，其中VT1和VT2、VT3和VT4控制信號仍然保持互補相位關(guān)系,，但VT3和VT4控制信號分別滯后VT1和VT2角度β,，該角度在0～π范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。改變移相臂的相位角β即可改變輸出電壓波形,，從而改變電壓基波有效值,，實現(xiàn)橋內(nèi)調(diào)壓的目的。

    設(shè)輸入直流電壓為Ud,，VT4控制信號滯后VT1控制信號β角,。則電路輸出功率可用基波有功功率表示：

3 基于DSP控制系統(tǒng)的實現(xiàn)
    1)數(shù)字鎖相環(huán)與移相PWM信號的發(fā)生
    采用TMS320F2812的EV單元，結(jié)合數(shù)字鎖相環(huán)基本算式,，可有效實現(xiàn)感應(yīng)加熱電源的頻率跟蹤,。數(shù)字鎖相環(huán)基本算式如下：

   
    式中，T0(n)為同步信號周期,，T1(n)為二階濾波后的結(jié)果,，T(n)為頻率相位修正后的結(jié)果。A為頻率修正系數(shù),，B為相位修正系數(shù),。
    基于TMS320F28l2實現(xiàn)數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)的基本原理如圖4所示。算法過程如下：

    (1)設(shè)置捕獲單元為上升沿捕獲,，當(dāng)同步信號脈沖的上升沿到達(dá)到,，計數(shù)器2從零開始計數(shù),，當(dāng)下一個脈沖上升沿到達(dá)時，捕獲計數(shù)器2的值,，得到同步信號的周期值T0(n),。
    (2)開放定時器1的下溢中斷，當(dāng)計數(shù)器l為零時即進(jìn)入下溢中斷,，立即讀取并記錄此刻計數(shù)器2的值,，如圖4中點M，該值即為相位差θ(n),，將其存入到相應(yīng)寄存器中,，等待程序調(diào)用。
    (3)調(diào)用相關(guān)變量,，基于鎖相環(huán)基本算式,，計算得到新的周期值T(n)。
    (4)判斷T(n)是否在頻率限定范圍之內(nèi),，限幅處理后,，將T(n)作為計數(shù)器1下一周期的周期值，這樣在每個周期都進(jìn)行調(diào)節(jié)便可實現(xiàn)鎖相的目的,。
    考慮到移相PWM信號的發(fā)生,，這里需設(shè)置計數(shù)器l為連續(xù)增減計數(shù)模式，所以實際載入周期寄存器的值的需再除以2,。
    移相PWM信號的發(fā)生原理如圖5所示,。設(shè)置定時／計數(shù)器1(GPl)為連續(xù)增減計數(shù)模式，設(shè)A和A′兩點對應(yīng)于比較單元l(CMPl),，B和B′對應(yīng)于比較單元2(CMP2),。比較單元1與比較單元2分別輸出兩路互補的脈沖信號。在GPl的下溢中斷和周期匹配中斷及時改變定時器比較寄存器的值,，即可產(chǎn)生所需的移相PWM信號。

    比較寄存器值的算法如下：

   
    其中,，TPR(n)為定時器l的周期值,，date1和date2為兩個變量值。改變datel與date2的差值,，即可得到移相角可控的PWM輸出,。
    設(shè)移相臂的滯后角度為β，則

   
    由式(3)可知,，當(dāng)datel=0,，date2=TPR(n)時，移相角β最大,，此時移相范圍為0～π,，但在DSP的程序設(shè)計中datel(A點)是不能取零的,，所以在這種算法下，移相角的范圍與datel的最小取值有關(guān),。
    結(jié)合數(shù)字鎖相環(huán)與移相PWM的發(fā)生原理,，可以設(shè)計出兩者相結(jié)合的算法，在DSP中的算法流程圖如圖6所示,。

    2)閉環(huán)控制
    本文采用閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖7所示,。檢測輸出電壓及電流變化，將反饋信號輸入到DSP的ADC采樣端口,，進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換,，得到電壓與電流的反饋值，然后通過乘法器將兩者相乘,，再與給定比較,，功率調(diào)節(jié)器的輸出控制逆變器的移相角度，使輸出功率保持恒定,。
    因為感應(yīng)加熱電源系統(tǒng)負(fù)載的慣性比較大,，即參數(shù)變化比較慢。因此,，可以不考慮PID微分環(huán)節(jié),，采用PI調(diào)節(jié)，就可以滿足系統(tǒng)的控制要求,。
    3)相位補償與啟動問題
    由于系統(tǒng)在實際運行中硬件滯后的影響或是程序執(zhí)行效率的影響,，在沒有進(jìn)行相位補償?shù)臅r候，控制信號必滯后于反饋信號某一角度,。在實際應(yīng)用中常采用外部相位補償電路實現(xiàn)輸出與反饋的相位同步,，同樣也可以在程序中進(jìn)行補償。本文在鎖相環(huán)的算法程序中添加了相位補償環(huán)節(jié),。在相位差的計算中引入誤差角θerr,，令

    式中θ′(n)為重新計算后的相位差，將其作為DPLL算法中的相位差即可實現(xiàn)輸出脈沖的相位補償,。根據(jù)實驗測試與計算得到準(zhǔn)確的θerr,，最終可以使輸入脈沖與輸出信號保持零相位差關(guān)系，這對于系統(tǒng)的實際運行是非常必要的,。
    感應(yīng)加熱電源在啟動時,，由于負(fù)載還沒有電流，無法進(jìn)行頻率跟蹤,，所以必須先依靠他激信號使電源正常啟動,，當(dāng)反饋電流達(dá)到一定幅值后再轉(zhuǎn)化為自激狀態(tài)。本文在系統(tǒng)啟動時先通過DSP發(fā)生50kHz到20kHz的掃頻PWM信號，然后ADC采樣單元不斷檢測負(fù)載電流有效值反饋,，設(shè)定閥值,，當(dāng)反饋電流有效值高于閥值時，跳出掃頻程序進(jìn)入到數(shù)字鎖相環(huán)程序,，使系統(tǒng)工作在自激狀態(tài),，算法流程圖如圖8所示。

4 實驗結(jié)果及結(jié)論
    基于TMS320F2812編寫控制系統(tǒng)程序,，聯(lián)結(jié)感應(yīng)加熱電源樣機,，進(jìn)行實驗與調(diào)試，得到以下實驗結(jié)果,。
    圖9所示為感應(yīng)加熱電源在頻率跟蹤與移相式閉環(huán)控制作用下,，輸出電壓與輸出電流的工作波形。此時負(fù)載電感L≈105μH,，補償電容C=0．4μF,。從圖中可以看出，輸出電壓與電流始終保持固定的相位關(guān)系,，說明數(shù)字鎖相環(huán)正常工作,。

    實驗過程中，給定不變,，改變負(fù)載串聯(lián)電阻的大小,，如圖9中(a)、(b),、(c)所示,，負(fù)載串聯(lián)電阻分別為尺=6Ω，R=5Ω,，R=4Ω,，可以看出，在閉環(huán)控制的作用下,，負(fù)載串聯(lián)接入的電阻值變大后,，輸出電壓的占空比即隨之相應(yīng)變小。圖9中(d),、(e),、(f)為逆變器直流側(cè)輸入電壓分別為Ud=27V、Ud=30V,、Ud=34V時，輸出電壓與輸出電流波形,，從圖中可以看出,，在不同輸入電壓情況下，輸出電壓的占空比會發(fā)生相應(yīng)變化。
    實驗表明,，本文設(shè)計的算法是穩(wěn)定有效的,，實驗結(jié)果符合理論分析?；赥MS320F2812構(gòu)成的感應(yīng)加熱電源移相式閉環(huán)控制系統(tǒng),，可以完成對串聯(lián)諧振式感應(yīng)加熱電源的頻率跟蹤與輸出功率的連續(xù)可調(diào)，且具有較好的閉環(huán)控制特性,。