0 引言

    通常情況下逆變器要有較寬的工作電壓范圍,，對于電壓型逆變器而言直流側(cè)電壓要高于交流側(cè)的電壓^[1-4],，為適應(yīng)直流輸入電壓大幅變化的特性，目前大多數(shù)逆變器采用兩級結(jié)構(gòu)：在并網(wǎng)逆變器前加一個Boost升壓電路^[5-7],，該方法在提高直流母線電壓的同時也大幅提高了Boost電路的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力,，需要使用耐壓值更高的開關(guān)管和體積更大的電感器，這增加了開關(guān)損耗和系統(tǒng)成本,。針對此問題,，本文提出了一種雙電源四輸入端三電平逆變器，該電路通過兩個直流電源和兩個Buck變換器為后級提供四路電平,，直流側(cè)電壓的調(diào)節(jié)由前級Buck完成,，因為Buck電路的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力比Boost升壓電路要小很多，可以有效降低前級的損耗和成本,；后級逆變電路通過四路電平與前級相關(guān)聯(lián),，穩(wěn)定狀態(tài)下前級Buck電路以較小的功率工作或者不工作，后級電路在不同狀態(tài)下工作在不同的三電平狀態(tài),，能進(jìn)一步減小逆變器的開關(guān)損耗,。最后在Simulink中對雙電源四輸入端三電平逆變電路進(jìn)行了仿真驗證。

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

    本文提出的雙電源四輸入端三電平逆變器拓?fù)潆娐酚呻娫刺峁┎糠趾腿嗄孀儤蚵凡糠纸M成,，見圖1,。

1.1 電源提供部分

    電源提供部分由直流電源Vs1,、Vs2，電容C1,、C2和Buck變化器組成,，其中開關(guān)管Ts1、二極管Ds1,、電感L1組成Buck1變換器,，開關(guān)管Ts2、二極管Ds2和電感L2組成Buck2變換器,。為后級逆變電路提供4路電平V3,、V2、V1,、V0,，其中V3=Vs2+Vc1為電源Vs2與C1兩端電壓Vc1之和，V2=Vs2為電源Vs2電壓,，V1=Vc2為C2兩端電壓Vc2,，電壓Vc1、Vc2由對應(yīng)的Buck變換器提供,。

    電平V3、V2,、V1,、V0通過后級電路可形成4條電流回路：由V3輸出經(jīng)V1流入；由V2輸出經(jīng)V0流入,；由V3輸出經(jīng)V0流入,；由V2輸出經(jīng)V1流入。前兩條回路的電流由電源Vs1或Vs2提供,，此時Buck電路不工作,。后兩條回路的電流大小如果相等，則系統(tǒng)處在平衡狀態(tài),，前級Buck電路不工作,；如果不相等，前級Buck電路以較小的功率即可使逆變電路恢復(fù)到穩(wěn)定狀態(tài),。

    當(dāng)直流側(cè)電壓V3低于要求的工作電壓時,，Vs1通過Buck1變換器向后級電路供電，C1兩端電壓Vc1升高,，電壓V3=Vs2+Vc1隨之提升,，見圖2。當(dāng)開關(guān)管Ts1導(dǎo)通時,，Vs1供電,，電感L1蓄能,，如圖2(a)；當(dāng)開關(guān)管Ts1關(guān)斷,，電感電壓不能突變,，經(jīng)續(xù)流二極管Ds1向電容C1和后級電路放電，如圖2(b),。同理,，當(dāng)電壓V1變低時，Vs2通過Buck2變換器向后級電路供電,。

1.2 三相逆變橋部分

    本文提出的四輸入端三電平逆變器是在傳統(tǒng)三電平逆變器的基礎(chǔ)上提供了4個輸入端,，不同狀態(tài)下逆變器工作于不同的三路電平，圖3為A相橋在不同開關(guān)態(tài)下輸出電壓的等效電路圖,。

    當(dāng)Ta1導(dǎo)通時逆變器輸出電壓V3見圖3(a),；Ta2與電平V2間加一個二極管Da1，由于Da1的作用,，Ta2導(dǎo)通時電平V2只能向外電路輸出電流,，見圖3(b)；Ta3與電平V1之間加一個反向二極管Da2,，由于反向二級管Da2的作用,，當(dāng)Ta3導(dǎo)通時電平V1只能向內(nèi)流入電流，見圖3(c),；當(dāng)Ta4導(dǎo)通時,，逆變器輸出電壓V0，見圖3(d),。

    當(dāng)A相電壓相對于參考電壓為正時,，Ta1、Ta2,、Ta4交替導(dǎo)通,，Ta3一直關(guān)斷，輸出電壓在V3,、V2,、V0之間跳變；當(dāng)A相電壓相對于參考電壓為負(fù)時,，Ta1,、Ta3、Ta4交替導(dǎo)通,，Ta2一直關(guān)斷,，輸出電壓在V3、V1,、V0之間跳變,。逆變器每一相在正負(fù)半周內(nèi)的電壓均由幅值不同的三路電平提供,，電平V3-V2和V0-V1間的電壓較小，減小了大電流時開關(guān)管承載的電壓變化幅值,；電平V2-V0和V1-V3間的電壓稍大,，雖然相應(yīng)地加大了小電流時開關(guān)管承載電壓的變化值，但綜合效果有助于降低后級電路的開關(guān)損壞,。

2 逆變器控制策略

    針對本文提出的雙電源四輸入端三電平逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，在此采用了三次諧波注入PWM調(diào)制方法。

    三次諧波注入PWM是在正弦調(diào)制信號上疊加三次諧波,，也稱為THIPWM,，三次諧波注入法可以有效增大線性調(diào)制范圍，降低開關(guān)損耗^[8-9],，同時由于三相逆變器電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及無中線的負(fù)載連接方式,，三次諧波在各相橋臂間消除，輸出線電壓和線電流中均不含三次諧波,。此外三次諧波注入法應(yīng)用于雙電源四輸入端三電平逆變器還可以增大電路在V3-V2和V0-V1電壓間的工作時長,，減小在V2-V0和V1-V3電壓間的工作時長，有助于進(jìn)一步降低后級逆變電路的開關(guān)損耗,。

圖4所示為三次諧波注入示意圖,，其中Vacr為正弦參考信號，Von為三次諧波注入信號,，Vdcr為調(diào)制信號,，三次    諧波信號Von由正弦參考信號Vacr取得。

    設(shè)參考信號V_acr的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下,；

    將三角函數(shù)化簡可得：

    在本文采用的THIPWM調(diào)制方法中取α=1/4，即注入的三次諧波幅值為參考信號幅值的1/4,，此時輸出電流的諧波最小^[10],，且能保持較大的線性調(diào)制范圍。

    圖5所示為四輸入端三電平逆變器單相的調(diào)制波形圖,，其中Uc1和Uc2為載波信號,。

    當(dāng)V_dcr相對于中性點為正時，U_c1幅值為[V3 V2],，U_c2為[V2 V0],。當(dāng)V_dcr≥U_c1時，Ta1導(dǎo)通輸出V3,；當(dāng)V_dcr<U_c1且V_dcr>U_c2時,，Ta2導(dǎo)通輸出V2；當(dāng)V_dcr≤U_c2時,，Ta4導(dǎo)通輸出V0,，Ta3一直關(guān)斷,。

    當(dāng)V_dcr相對于中性點為負(fù)時，U_c1幅值為[V3 V1],，U_c2為[V1 V0],。當(dāng)V_dcr≥U_c1時，Ta1導(dǎo)通輸出V3,；當(dāng)V_dcr<U_c1且V_dcr>U_c2時,，Ta3導(dǎo)通輸出V1；當(dāng)V_dcr≤U_c2時,，Ta4導(dǎo)通輸出V0,，Ta2一直關(guān)斷。

    調(diào)制信號大部分時間內(nèi)在電壓幅值較小的[V3 V2]和[V1 V0]間進(jìn)行調(diào)制,，較小時間段內(nèi)在[V2 V0]和[V3 V1]間調(diào)制,，可進(jìn)一步降低后級電路的開關(guān)損耗。

3 實驗仿真

    基于上述理論,，在MATLAB/Simulink中針對雙電源四輸入端三電平逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了可行性仿真,。如圖6所示為雙電源四輸入端三電平逆變器的前級電源提供部分的仿真電路，電源Vs1,、Vs2和前級Buck變換器為后級電路提供4路電平V3,、V2、V1和V0,，前級Buck變換器分別由直流側(cè)電壓V3和V1反饋控制,。仿真電路主要模型參數(shù)為:電源電壓Vs=400 V，調(diào)制波幅值311 V,，頻率50 Hz,，載波頻率5 kHz，負(fù)載電阻5 Ω,。

    設(shè)仿真電路中逆變器最低輸入工作電壓為700 V,，當(dāng)直流側(cè)電壓低于要求時前級Buck電路工作，為后級電路提供穩(wěn)定的4路電壓V3,、V2,、V1和V0。圖7為直流側(cè)電壓降低時Buck電路提供的四路電平,，其中電壓V2=Vs2=400 V,，電壓V0=0 V，電壓V3=Vs2+Vc1=700 V,，電容兩端電壓Vc1=300 V,，電壓V1=Vc2=300 V。

    圖8所示為穩(wěn)定工作狀態(tài)下前級Buck電路中電感流過的電流,，前級變換器中的電流及其波動較小,，可以有效降低前級電路的開關(guān)損耗和電感體積成本,。

    圖9為前級兩個Buck變換器在不同輸入工作電壓下所對應(yīng)的功率，在允許范圍內(nèi),，工作電壓越高,，前級功率越小，體現(xiàn)了雙電源四輸入端三電平逆變器的優(yōu)勢,。

    圖10所示為逆變器各相橋的相電壓,，在相對正半周內(nèi)相電壓在V3-V2-V0間轉(zhuǎn)換，負(fù)半周內(nèi)在V0-V1-V3間轉(zhuǎn)換,，這有助于進(jìn)一步降低后級電路的開關(guān)損壞,。

    圖11為逆變器輸出的線電壓經(jīng)過濾波后的波形及其諧波分布，可見線電壓輸出波形好,，F(xiàn)FT分析1 000次以內(nèi)的總諧波失真小,，可為電網(wǎng)或負(fù)載提供較好的電能。

4 結(jié)論

    本文提出一種雙電源四輸入端三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)并采用三次諧波注入PWM調(diào)制方法,。該調(diào)制方法不僅能增大線性調(diào)制范圍,，減小輸出諧波含量，還能增加后級逆變電路在窄電壓范圍的工作時間,，能進(jìn)一步降低后級電路的開關(guān)損耗,。該逆變器結(jié)構(gòu)能以較低的前級損耗和成本使后級電路工作在穩(wěn)定直流電壓下，且后級電路的損耗較低,。最后通過Simulink仿真驗證了電路結(jié)構(gòu)的正確性和可行性,，這對既要求有比較寬的工作電壓范圍，在電壓較低時也能繼續(xù)工作,，又要求較低損耗和成本的兩級逆變器有很好的參考價值和現(xiàn)實意義,。

參考文獻(xiàn)

[1] 謝斌，戴珂,，張樹全,，等.并聯(lián)型有源電力濾波器直流側(cè)電壓優(yōu)化控制[J].中國電機(jī)工程學(xué)報，2011,31(9)：23-29.

[2] TARKIAINEN A,，POLLANEN R,，NIMELA M,，et al.DC-link voltage effects on properties of a shunt active filter[C].IEEE Power Electronics Specialists Conference.Aachen,，Germany，2004：3169-3175.

[3] Zhao Guopeng,，Liu Jinjun,，Yang Xin.Analysis and specification of DC side voltage in parallel active power filter regar-ding compensation characteristics of generators[C].IEEE Power Electronics Specialists Conference，Rhodes,，Gree,，2008：3496-3499.

[4] 吳春華,，張翼，崔開涌,，等.一種單級式三相升壓型并網(wǎng)逆變器的控制策略[J].電工技術(shù)學(xué)報,，2009，24(2)：108-113.

[5] 丁石川,，程明,，王政，等.一種新型基于直流側(cè)電容局部充電的升壓型多電平逆變器[J].電工技術(shù)學(xué)報,，2013,，28(9)：231-238.

[6] 耿攀，吳衛(wèi)民,，葉銀忠,，等.兩級式三相自然軟開關(guān)DC/AC逆變器[J].中國電機(jī)工程學(xué)報，2011,，31(30)：39-44.

[7] 李睿圓,，黃瑞哲，陳道煉.雙向升壓直流變換器型逆變器研究[J].電力電子技術(shù),，2009,，43(2)：12-14.

[8] 顧琳琳，阮新波,，姚凱,，等.采用諧波電流注入法減小儲能電容容值[J].電工技術(shù)學(xué)報，2010,，25(5)：142-148.

[9] 張超華,，湯雨，謝少軍.改進(jìn)Z源逆變器的三次諧波注入控制策略[J].電工技術(shù)學(xué)報,，2009,，24(11)：114-119.

[10] Remus Teodorescu，Marco Liserre.光伏與風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)變換[M].周克亮,，譯.北京：機(jī)械工業(yè)出版社,，2012.