0 引言

　　近年來,，同步BUCK型開關(guān)電源因高效率、低功耗的優(yōu)勢被廣泛用作各種電子設(shè)備的電源,，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)的續(xù)流二極管,，是目前比較常用的一類開關(guān)電源拓撲。同步BUCK變換器在滿負載情況時工作于連續(xù)電流模式（CCM）,；但在輕負載情況下,，當負載電流降低至低于電感電流時，會出現(xiàn)電感電流倒灌現(xiàn)象,，此時變換器需要工作在非連續(xù)電流模式（DCM）下以降低損耗,。通常，同步變換器實現(xiàn)DCM模式是比較困難的,，尤其是在高頻應(yīng)用中,，這時往往需要一個高速、高精度的電感電流過零檢測電路[1-3],，在輕載時能及時關(guān)斷同步續(xù)流管,，降低變換器輕載模式下功耗,。

　　本文提出了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，采用雙電壓門限技術(shù)及門限溫度補償電路,，有效限制了電感電流的倒灌,。詳細介紹了同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制，通過仿真驗證了該過零檢測電路工作性能良好,。

1 同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制

　　1.1 同步BUCK變換器DCM工作模式

　　同步BUCK型變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示,，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)異步變換器的續(xù)流二極管，從而極大提高電源轉(zhuǎn)換效率,。其中,，M1為高端開關(guān)管，M2為同步整流MOSFET,，Driver信號是帶有死區(qū)時間控制的脈寬調(diào)制方波,，驅(qū)動M1及M2的導通和關(guān)斷。L為儲能電感,，R為負載電阻,，C為輸出端電容。當Driver驅(qū)動信號為高電平時開關(guān)管M1導通,，輸入電壓對電感L充電,；當Driver信號為低電平時續(xù)流管M2導通，電感放電到負載R,。

　　假設(shè)圖1中的開關(guān)管M1,、續(xù)流管M2的導通阻抗分別為RON1、RON2,，則在開關(guān)管M1導通時SW端的電壓VSW1可表示為：

　　VSW1=VIN-IL·RON1(1)

　　同步續(xù)流管M2導通時SW端的電壓：

　　VSW2=0-IL·RON2(2)

　　假設(shè)RON1,、RON2為定值，根據(jù)式(1),、式(2)可知,，SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關(guān)系，因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號[4,，5],。

　　輕載情況下，同步BUCK變換器通常工作于兩種模式：強迫連續(xù)導通模式(FCCM)或非連續(xù)導通模式(DCM),，圖2(a),、圖2(b)所示分別為FCCM和DCM模式下的電感電流波形?？梢钥闯觯現(xiàn)CCM模式中每個周期電感電流都回到零并有反向電流流通時間,，而DCM模式下電流回到零后沒有反向電流流過,，保持零電流至周期結(jié)束,。

　　1.2 同步BUCK變換器過零檢測機制

　　圖3所示為本文提出的同步BUCK變換器過零檢測電路原理圖。文中的過零檢測電路包括三部分：過零檢測使能電路,、邊沿隱匿電路和負閾值電壓比較器,。過零檢測電路使能信號如圖3中ZC_en信號所示，當變換器高端開關(guān)管驅(qū)動信號HS_dr為高電平,，通過使能電路反相作用,，使能信號ZC_en為低電平，整個過零檢測電路關(guān)斷,；當HS_dr為低電平,，ZC_en拉高，從而使能過零檢測電路開始工作,。通過該使能電路,，只有在高端管關(guān)閉，低端續(xù)流管開啟階段,，電感電流可能會出現(xiàn)倒灌現(xiàn)象時,，過零檢測電路才啟動工作，從而極大降低了系統(tǒng)的功耗[6],。邊沿隱匿電路如圖3中虛線框中所示,，能有效屏蔽低端續(xù)流管導通瞬間SW端電位擾動對過零檢測電路造成的誤觸發(fā)。負閾值電壓比較器如圖3中ZC比較器所示,，由1.1中分析可知,，電感電流降低到零時，VSW也降為零,，但由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲,、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響，致使VSW=0時,，控制電路不能及時關(guān)斷同步續(xù)流管,，仍會導致電感電流的倒灌。因此實際應(yīng)用中,，通常選取略低于0 V的SW電壓作為過零比較器的翻轉(zhuǎn)門限,。負電壓閾值比較器檢測SW端電壓，一旦SW電位達到負電壓閾值,，比較器輸出保護信號,，系統(tǒng)將關(guān)斷低端續(xù)流管，防止電感電流倒灌[7],。

2 過零檢測電路的設(shè)計

　　過零檢測電路主要包含兩部分：雙門限電壓采集電路和負閾值電壓比較器電路,，分別如圖4、圖5所示。雙門限電壓采集電路實現(xiàn)對VSW和PGND的電壓采樣,，采樣結(jié)果提供負閾值電壓比較器進行比較,；負閾值電壓比較器比較IN+與IN-，比較結(jié)果VOUT通過Driver模塊控制低端整流管的導通或關(guān)斷,。

　　2.1 雙門限電壓采集電路

　　圖4所示為雙門限電壓采集電路,，當Ctr1電平為高、Ctr2為低時,，MN1導通,，MN2截止，VSW0≈VSW,；當Ctr1電平為低,、Ctr2為高時，MN1截止,，MN2導通,，VSW0≈R2/(R1+R2)×VSW，從而實現(xiàn)對VSW雙門限采集,。

　　2.2 負閾值電壓比較器電路

　　圖5所示為負閾值電壓比較器實際電路,，比較器采用兩級放大電路，分別為第二級NPN放大電路和第三級NMOS放大電路,，其中第二級為電阻負載的NPN放大電路,，以保證寬帶寬和低延時；第三級為CMOS放大電路,，以提高增益,，同時對波形進行整形；最后一級為輸出級,，將比較輸出電壓轉(zhuǎn)化成全擺幅信號,。第一級采用PNP跟隨電路，將兩個輸入信號抬高以達到第二級NPN放大電路的共模輸入電平下限值,。

　　BJT放大電路與CMOS電路相比轉(zhuǎn)換速度更快,，也具有更好的帶寬，因此第二級采用NPN放大電路,。但BJT在集電極電流相對穩(wěn)定時受溫度變化影響較大,，故需要正溫度系數(shù)電流，以穩(wěn)定NPN差分對的增益[8],。前兩級電流源I1為帶隙基準源提供的正溫度系數(shù)電流,，后兩級電流源I2為負溫度系數(shù)電流，以降低增益和延時的溫度特性,。

　　圖5中電流源I1可以表示為(其中K,、N,、R均為常值)：

　　由式(5)可以看出，NPN放大級的增益和溫度無關(guān),，但第三級和輸出級是CMOS電路,，受溫度影響較小,。

3 仿真結(jié)果及分析

　　將上述過零檢測電路應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中,，基于0.25 ?滋m BCD工藝設(shè)計，利用HSPICE進行仿真,。輸入電壓4.5 V～18 V,，開關(guān)頻率700 kHz，儲能電感1.5 ?滋H,，輸出電容44 ?滋F,，RON1=100 m，RON2=70 m,。

　　圖6所示為負閾值電壓比較器直流仿真結(jié)果,。當PGND設(shè)置為0時，比較器的負閾值門限約為-12 mV,，其閾值門限失調(diào)容差約為0.1 mV,。當溫度從-40 ℃變化到120 ℃時，其負閾值門限容差約為0.2 mV,，閾值電壓容差極小,。溫度仿真結(jié)果顯示，當圖5中所示I1,、I2分別為正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)電流源時,，MP4的柵極電壓Vg1溫度系數(shù)接近于零，MP5的柵極電壓Vg2變化容差約為54 mV,，比較器性能穩(wěn)定,。

　　圖7和圖8所示分別為一款同步BUCK電源芯片加載和去除論文中過零檢測電路后輕載時仿真結(jié)果?？梢钥闯觯寒斚到y(tǒng)中加載了過零檢測電路時,，電感電流每個開關(guān)周期都要回到零，且保持零直到周期結(jié)束,，開始另一個充放電周期,，沒有反向電流出現(xiàn)，故系統(tǒng)工作于DCM模式,；當系統(tǒng)中沒有過零檢測電路時,，電感電流每個開關(guān)周期都有一段反向電流，故系統(tǒng)工作于FCCM模式,。論文提出的過零檢測電路能在系統(tǒng)輕載時及時關(guān)斷低端續(xù)流管,，極大降低了功耗,，達到設(shè)計要求。

4 結(jié)論

　　本文設(shè)計了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路,，該電路采用兩個不同電壓門限采集技術(shù),，并對門限進行溫度補償，有效限制了電感電流的倒灌,；同時設(shè)計了邊沿隱匿電路,，避免電路切換時引起的誤觸發(fā)。該過零檢測電路已應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中,，基于0.25 ?滋m BCD工藝進行設(shè)計及仿真驗證,，當系統(tǒng)溫度在-40～120 ℃變化時，負閾值電壓門限容差為0.2 mV,，實現(xiàn)高精度的過零檢測,，且靜態(tài)功耗極低。

參考文獻

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