0 引言

    近年來，隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展,，移相全橋變換器已成為中大功率開關(guān)電源的發(fā)展主流,。為不斷提高其性能，國內(nèi)外研究學者已對優(yōu)化改進其拓撲做了深入研究,，如擴大滯后橋臂開關(guān)范圍,，文獻[1]提出在變壓器原邊增加2個開關(guān)管；文獻[2]提出增大變壓器漏感,。為減小副邊的寄生振蕩，文獻[3]提出加入RCD吸收網(wǎng)絡(luò),并對主電路部分關(guān)鍵參數(shù)進行了設(shè)計,；文獻[4]提出加入有源箝位電路,；文獻[5]采用反向恢復(fù)時間短、寄生參數(shù)小的二極管,。為避免功率耗散問題,，文獻[6]添加了輔助電路。文獻[7]提出了兩個對稱的半橋逆變器組成一個全橋結(jié)構(gòu)的拓撲,。為了增大原邊開關(guān)管零電壓開關(guān)范圍,，文獻[8]提出一種新穎的采用輔助網(wǎng)絡(luò)的ZVS全橋變換器，并對其輔助網(wǎng)絡(luò)參數(shù)進行了設(shè)計,。

    如今,，研究學者主要考慮單方面不足在拓撲上對移相全橋變換器進行改進，很少有文獻綜合考慮多方面不足來改進拓撲,，并對主電路參數(shù)進行詳細設(shè)計,，而參數(shù)設(shè)計的好壞也直接影響變換器的總體性能,。為使移相全橋變換器實現(xiàn)小型化、高效化,、高可靠,、低噪聲，本文綜合考慮這些特點,，提出了一種高性能移相全橋變換器,。不僅對移相全橋變換器拓撲進行了改進，而且還對主電路參數(shù)進行了詳細設(shè)計,，最終達到了改善其總體性能的目標,。

1 新型移相全橋變換器

    因倍流整流電路導(dǎo)通損耗小，變壓器二次側(cè)繞組平均電流是負載平均電流的一半,，在相同紋波要求下濾波電感電容值較小,，變壓器設(shè)計簡單，兩個濾波電感具有對稱性,，有利于磁集成,，可進一步縮小變換器體積，減輕重量,，所以該變換器副邊采用倍流整流電路,。

    為擴大滯后橋臂的零電壓開關(guān)范圍，可采用增加變壓器勵磁電流,、選擇寄生電容小的功率開關(guān)管和串聯(lián)較大諧振電感等方法,。但變壓器勵磁電流增大會增大功率開關(guān)管通態(tài)損耗及變壓器磁損耗，因此不能無限增大變壓器勵磁電流,，而增大諧振電感會使副邊占空比嚴重丟失,。

    為減小占空比的損失，可采取減小變壓器變比,，但增加了變壓器原邊的電流,，增大了副邊整流二極管的耐壓和開關(guān)管的通態(tài)損耗。也可減小諧振電感值,，但縮小了滯后橋臂開關(guān)管零電壓范圍,。

    為減小副邊寄生震蕩，可用柔性系數(shù)大,、超快恢復(fù),、開關(guān)速度快的整流二極管。還可通過增加緩沖網(wǎng)絡(luò)如RC,、RCD吸收網(wǎng)絡(luò)的方法減少寄生震蕩,。本設(shè)計采用在變壓器原邊增加二極管鉗位電路，當副邊整流管反向電壓因震蕩過沖高于原邊電壓折算到副邊的值時,，鉗位二極管將導(dǎo)通,，則將變壓器副邊震蕩的能量反送到其原邊輸入電源處,；當諧振電壓為負值時，鉗位二極管被迫關(guān)斷^[9],。

    為防止變壓器磁飽和,，本文在變壓器的原邊串聯(lián)一個能自動消除正、反兩方向伏秒面積不同的電容,。

    綜合以上分析,，本文設(shè)計了如圖1所示的高性能移相全橋變換器，其副邊采用倍流整流電路,，減小輸出電壓紋波,，有利于高頻變壓器制作。原邊用飽和的電感做為諧振電感來減小副邊的占空比丟失及增大其零電壓范圍,，增加隔直電容以防止變壓器的磁飽和,，添加鉗位電路以抑制副邊的寄生震蕩。從而使該變換器實現(xiàn)小型化,、高效率,、高可靠、低噪聲,。

2 主電路參數(shù)設(shè)計

2.1 設(shè)計指標

    在設(shè)計該變換器之前,，先確定其輸入、輸出參數(shù)和具體性能指標,，詳細參數(shù)為：

    輸入電壓：380 V~420 V,；

    輸出功率：600 W；

    輸出電壓：24 V,；

    輸出電流：25 A,；

    輸出電壓紋波：小于0.5%；

    額定效率：高于90%,；

    工作頻率：50 kHz,。

2.2 主功率MOS管選擇

    本變換器最高輸入電壓為420 V，考慮一定裕量,，可采用耐壓值600 V以上的MOS管，其MOS管最小允許電流為：

    選用Infenion公司的IPW65R080CFD作為主功率MOS管,，其參數(shù)為：漏源電壓V_DS=650 V,，25 ℃時最大漏源電流I_D=43.3 A，通態(tài)電阻R_DS(on)=0.08 Ω,，漏源寄生電容C_OSS=215 pF,。

2.3 整流及鉗位二極管選擇

    整流二極管的最大反向電壓為：

    選用Infineon的IDW20E65C5，其參數(shù)如下：額定電壓為650 V,，額定電流為20 A,，導(dǎo)通壓降為1.5 V,。

    本變換器最高輸入電壓為420 V，鉗位二極管中的電流較小,，考慮實際設(shè)計因素,，選用Infineon的IDW20E65C5。

2.4 高頻變壓器設(shè)計

2.4.1 確定變壓器的變比

    設(shè)副邊最大的占空比是D_s(max),，根據(jù)輸出濾波電感伏秒平衡關(guān)系,，并忽略輸出濾波電感的電壓^[10]，有：

式中,，V_o為輸出直流電壓,；V_D為整流MOS的導(dǎo)通壓降。

    本設(shè)計輸出直流電壓為24 V,，MOS管通態(tài)壓降近似取為0.3 V,，考慮變壓器副邊占空比丟失，最大值占空比取為0.8,，由式(4)可得：

    本設(shè)計最小的輸入電壓值是380 V,，則變壓器變比取為：

    實際變比取整數(shù)7。

2.4.2 變壓器磁芯選取

    變壓器磁芯的選取采用AP算法^[11],，因變壓器的原邊為方波電壓,，則波形系數(shù)取K_f=4K。為防止磁飽和,，本設(shè)計工作磁通B_W取0.15 T,。用EE磁芯設(shè)計高頻變壓器，其電流密度的比例系數(shù)是366,，X是-0.12,。

    本設(shè)計移相全橋倍流整流變換器的變壓器原邊和副邊均為單繞組，變壓器效率取為0.98,，根據(jù)AP算法^[11],，可得變壓器的視在功率為：

    考慮一定裕度，選擇EE50的磁芯,，EE50磁芯基本參數(shù)為：AP為5.734 3 cm⁴,，磁芯截面積A_e為226.00 mm²，窗口面積A_W為253.73 mm²,。

2.4.3 確定變壓器的原副邊匝數(shù)

    高頻變壓器原邊匝數(shù)是N_P匝,，副邊匝數(shù)為N_S匝，當電壓V₁加在原邊繞組時,，由法拉利電磁感應(yīng)定律得：

式中,，f_S為開關(guān)的工作頻率；B_W為工作時的磁通密度,；A_e為有效磁芯面積,；K_f為波形系數(shù),，其為有效值與平均值的比，正弦波為4.44,，方波為4,。

    由式(9)可得變壓器的原邊匝數(shù)，且輸入電壓是最小值情況下也滿足輸出電壓要求,，則輸入電壓取最小值：V₁=V_in(min),，可得：

    變壓器的原邊取為54匝。

    由變壓器的變比得副邊繞組的匝數(shù)為：

    取變壓器副邊匝數(shù)為8匝,。

2.5 輸出濾波電感和電容設(shè)計

2.5.1 輸出濾波電感設(shè)計

    本變換器可看作兩個Buck電路交錯并聯(lián),，但交錯并聯(lián)電路輸出電流紋波會相互抵消，則與常規(guī)Buck電路濾波電感相比,，輸出紋波要求相同時,，本變換器中電感值可設(shè)計得較小。電感電流紋波電流值Δi_L1和輸出電流紋波電流值Δi₀的關(guān)系為：

    輸出濾波電感量一般按輸出電流紋波計算,，最大輸出電流紋波按額定電流20%計算^[12],，本設(shè)計輸出電流為25 A，則最大紋波為5 A,，即Δi₀=5 A,，則有：

2.5.2 輸出濾波電容設(shè)計

    根據(jù)允許的輸出電壓紋波值確定C₀值。因本變換器由兩個Buck變換器交錯并聯(lián),，所以,，輸出電壓紋波頻率為開關(guān)頻率2倍。半個周期內(nèi)電容電流平均值為零,，因電感電流為線性變換,，則半個開關(guān)周期內(nèi)，電容充電時間為T_s/4,，電容充,、放電電荷量為ΔQ：

    將式(13)～式(16)經(jīng)運算求出Δi₀帶入式(23)并考慮MOS管壓降V_D，有：

    輸入電壓最大時,，C₀取最大值,，由設(shè)計要求ΔV_pp=120 mV，將相關(guān)數(shù)據(jù)帶入式(24)可得C₀=63.3 μF,，為減小電容等效電阻ESR的值,，一般選用多個電解電容并聯(lián)。因ESR作用,，實際選用的電容比理論值大，且高頻狀態(tài)下電解電容容量會很小,，則實際選用電容容值遠大于理論值,。本文選用2個1 000 μF/100 V電解電容并聯(lián)^[13],。

2.6 諧振電感設(shè)計

    在不考慮變壓器寄生電容時，諧振電感計算公式為^[14]：

式中,，I為滯后臂MOS管關(guān)斷時的變壓器原邊電流,；C_OSS為MOS管漏源間的寄生電容；V₁為變換器輸入電壓,。

    諧振電感設(shè)計需考慮兩個方面：

    (1)保證20%及以上負載能實現(xiàn)軟開關(guān),；

    (2)使任何允許輸入電壓下滯后橋臂能實現(xiàn)軟開關(guān)，輸入電壓V₁取最大值V_1(max),。

    20%額定負載下,，滯后橋臂MOS管關(guān)斷時，變壓器原邊的電流為：

式中,，n為高頻變壓器變比,；Δi_L1由式(17)計算得到。

    開關(guān)管IPW65R080CFD漏源間寄生電容是C_OSS=215 pF,，V_1(max)=420 V,，由式(26)得：

    因變壓器漏感等影響，理論計算值并不十分準確,，所以本文最終選取為48 μH,。

2.7 阻斷電容設(shè)計

    綜合考慮，選阻斷電容C_b時使阻斷電容兩端的峰值電壓是輸入電壓的10%,，因本設(shè)計輸入電壓額定值是400 V,，則阻斷電容兩端峰值電壓取40 V，在一個開關(guān)周期,，電容滿足電荷守恒可得：

3 實驗結(jié)果及分析

    由上述主電路的設(shè)計,，研制了一臺樣機。圖2(a),、2(b)為滿載與20%負載下滯后橋臂的MOS管柵極的驅(qū)動信號和漏源極的電壓波形,，由此可得，當MOS管關(guān)斷時,，其漏源極的電壓緩慢上升,；當MOS管開通時，其漏源極的電壓已經(jīng)下降到零,，可實現(xiàn)軟開關(guān),。

    圖2(c)是輸出電壓的波形，其平均值為24.01 V,，圖2(d)為紋波,，由圖可得，紋波小于0.5%，符合設(shè)計要求,。

    圖3是依據(jù)測試數(shù)據(jù)繪出的效率曲線圖,。表1為不同負載時轉(zhuǎn)換效率與輸出電壓的測試數(shù)據(jù)，由此可得,，在滿載情況下效率是90.01%,；60%負載下效率是90.6%，為最大值,；20%負載下效率是80.6%,。

4 結(jié)論

    本文針對移相全橋變換器存在的不足，綜合考慮使其實現(xiàn)小型化,、高效化,、高可靠、低噪聲等方面,，采用改進其拓撲并設(shè)計主電路參數(shù)的方法對移相全橋變換器進行了設(shè)計,，以提高其總體性能。通過實驗可得,，該變換器在20%及以上負載時可實現(xiàn)軟開關(guān),、輸出電壓紋波低于0.5%，最大效率可達到90%以上,，實現(xiàn)了其總體性能的提高,。驗證了該設(shè)計方法的可行性，為其在中大功率場合的應(yīng)用奠定了良好基礎(chǔ),。

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