文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2016.08.013
中文引用格式： 曾文誼,，楊浩，戴志偉. X波段負(fù)阻振蕩器設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用,，2016,，42(8)：60-62，66.
英文引用格式： Zeng Wenyi,，Yang Hao,，Dai Zhiwei. Design of a X-band negative-resistance oscillator[J].Application of Electronic Technique，2016,，42(8)：60-62,，66.
0 引言
振蕩器是無線通信系統(tǒng)中的一個核心模塊,，通常應(yīng)用于鎖相環(huán)系統(tǒng)中,，為收發(fā)機(jī)提供穩(wěn)定的本地載波信號[1]。如何設(shè)計(jì)一款低相位噪聲[2-3],、高效率[4],、高諧波抑制[5-7]的振蕩器一直是微波電路研究的重點(diǎn)。平面微波振蕩器由于工作頻率較高,，用以諧振和匹配的微帶線網(wǎng)絡(luò)尺寸通常較小,，因而具有小型化、低成本的特點(diǎn),，從而備受相關(guān)研究人員的關(guān)注,。有源器件如雙極性晶體管和場效應(yīng)晶體管，作為振蕩器的核心部件,，通過適當(dāng)?shù)仄煤驼答伿蛊涔ぷ饔诓环€(wěn)定區(qū)來產(chǎn)生負(fù)阻,，從而將直流功率轉(zhuǎn)化為射頻輸出功率。所以選擇一款低噪聲,、高增益和低直流功耗的晶體管將有利于提高振蕩器的相位噪聲,、輸出功率和工作效率。振蕩器輸出信號中除基波外還包含多次諧波分量,，而二次諧波在所有高次諧波中功率最大,，因而對振蕩器的影響最大。一般用于振蕩器的晶體管對二次諧波具有一定的抑制度,，但抑制效果通常不太理想,。
一款高效率、高二次諧波抑制的振蕩器有利于延長移動通信系統(tǒng)的電池壽命和降低對后級濾波器的要求,。本文針對振蕩器工作效率和二次諧波抑制,，分別從晶體管直流偏置狀態(tài)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行合理選擇和設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了振蕩器的高效率以及高二次諧波抑制,。
1 負(fù)阻振蕩器分析與設(shè)計(jì)
1.1 負(fù)阻振蕩器原理分析
典型的雙端口晶體管振蕩器電路模型如圖1所示,。在晶體管負(fù)阻振蕩器中，我們常常利用正反饋使共源或共柵的晶體管工作在不穩(wěn)定區(qū),，再選擇合適的終端網(wǎng)絡(luò)
,，使得從晶體管輸入處看進(jìn)去的負(fù)阻較大。假設(shè)從晶體管輸入處看進(jìn)去的阻抗Zin為：
圖1 雙端口晶體管振蕩器電路
諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗ZL為：
其中Rin為晶體管輸入阻抗Zin的實(shí)部,，Xin為Zin的虛部,，RL為諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗ZL的實(shí)部,，XL為ZL的虛部,。
則在實(shí)際應(yīng)用時,，通常選取諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗ZL應(yīng)滿足：
當(dāng)振蕩產(chǎn)生在諧振網(wǎng)絡(luò)和晶體管之間時，同時在輸出匹配網(wǎng)絡(luò)也產(chǎn)生振蕩[8],。
1.2 負(fù)阻振蕩器設(shè)計(jì)與仿真
如圖2所示為負(fù)阻振蕩器原理圖,。選用CEL公司的NE3514晶體管來產(chǎn)生負(fù)阻，NE3514晶體管為HJFET(異質(zhì)結(jié)型場效應(yīng)晶體管),，該晶體管在典型直流工作條件下,，在11 GHz附近的增益大于12 dB，噪聲系數(shù)小于0.4 dB,，因此適合用于高效率低相位噪聲振蕩器的設(shè)計(jì),。晶體管采用共柵結(jié)構(gòu)，在晶體管柵極增加一段微帶線和一個對地電容Cg,，能夠增加其不穩(wěn)定性,。輸出端加載1/8工作波長開路線的匹配方式，能有效抑制二次諧波,。
圖2 負(fù)阻振蕩器原理圖
根據(jù)式(1)～式(4),，諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗應(yīng)滿足：
1.2.1 直流偏置對振蕩器工作效率影響
表1所示為晶體管在漏源電壓VDS=2 V時，振蕩器工作效率隨柵源電壓變化的對比表,。由表1可以看到,，隨著柵源電壓的增加，振蕩器的直流功耗在增加,，但其輸出射頻功率并沒有明顯的變化,，導(dǎo)致工作效率降低。
表2所示為晶體管在柵源電壓VGS=-0.5 V時,，振蕩器工作效率隨漏源電壓變化的對比表,。由表2可以看到，晶體管在VDS=1.5 V和VDS=2 V時的效率較高,，考慮到實(shí)際PCB板和電阻電容等的寄生損耗,，實(shí)際射頻輸出功率會比仿真結(jié)果小，直流功耗偏置狀態(tài)太低還會導(dǎo)致晶體管不容易起振,。綜合以上因素考慮,，本文選取晶體管的直流偏置狀態(tài)為VGS=-0.5 V，VDS=2 V,。
1.2.2 改善振蕩器二次諧波抑制度方法
圖3為加載1/8工作波長開路線輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的原理圖,，圖4為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)經(jīng)過一個隔直電容到負(fù)載的原理圖。利用ADS仿真軟件對它們進(jìn)行S參數(shù)仿真,，仿真結(jié)果如圖5所示,。
圖3 不帶隔直電容的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)原理圖
圖4 帶隔直電容的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)原理圖
由圖5中虛線可知圖3加載1/8工作波長開路線的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)對二次諧波抑制約為15 dBc,。分析可知該1/8工作波長開路線在二次諧波頻率處相當(dāng)于1/4波長開路線，也即是相當(dāng)于一個對地的帶通濾波器,，因而有效地抑制了二次諧波,。
圖5 加載1/8工作波長輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)仿真
圖4中隔直電容的仿真采用村田公司網(wǎng)站提供的模型，選取不同的電容,，利用ADS仿真得出其在基頻和二倍頻處的阻抗,，如表3所示。選取基頻處阻抗值最小,，而二倍頻處阻抗值最大的電容0.5 pF作為輸出的隔直電容,。由圖5中實(shí)線可得該帶隔直電容的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)能進(jìn)一步有效抑制二次諧波，使得二次諧波的抑制達(dá)到了25 dBc以上,。分析可知這里利用了電容在基頻附近的自諧振,，使基頻幾乎能無損耗的通過，而高于電容的自諧振頻率時,，該電容的寄生電感起主要作用,，其阻抗隨頻率的增加而增加，使得在二次諧波頻率處其阻抗較大,，從而加強(qiáng)了二次諧波抑制,。
利用ADS中的聯(lián)合仿真功能對振蕩器進(jìn)行諧波平衡仿真，仿真結(jié)果如圖6所示,，仿真振蕩頻率為10.97 GHz,，輸出功率8.685 dBm，二次諧波抑制度為46.187 dBc,。
圖6 諧波平衡仿真
2 測試結(jié)果與分析
圖7為振蕩器的實(shí)物圖,，整個PCB板的大小為19 mm×20 mm，測試結(jié)果分別如圖8和圖9所示,。
圖7 負(fù)阻振蕩器實(shí)物圖
圖8 振蕩頻率及二次諧波抑制度實(shí)測結(jié)果
（a）偏離振蕩頻率100 kHz相噪
（b）偏離振蕩頻率1 MHz相噪
圖9 實(shí)測相位噪聲
柵極所加電壓VGS=-0.5 V,，漏極所加電壓VDS=2 V時，測得工作電流為7 mA,。振蕩器的直流功耗僅為14 mW,。由圖8可得振蕩頻率為10.81 GHz，輸出功率為8.02 dBm,，二次諧波抑制度為48 dBc,，振蕩器的工作效率為45%。
根據(jù)頻譜儀測量相位噪聲公式[9]：
其中PN（Δf）為頻偏處相位噪聲（dBc/Hz）,，ΔP為偏離振蕩頻率Δf處的功率值與振蕩頻率處輸出功率的比值,，RBW為分辨率帶寬，C為頻譜儀的修正因子,，通常取為2.5 dB,。
結(jié)合圖9測試結(jié)果可算得偏離振蕩頻率100 kHz和1 MHz處的相位噪聲分別為-90.19 dBc/Hz和-123.43 dBc/Hz,。
表4所示為本文設(shè)計(jì)振蕩器與參考文獻(xiàn)中振蕩器的性能對比（參考文獻(xiàn)來自2014-2015年）。由對比結(jié)果可以看出,，利用文中所提出的方法設(shè)計(jì)的振蕩器在工作效率和二次諧波抑制度方面具有很大的優(yōu)勢,。
3 結(jié)論
本文基于負(fù)阻振蕩理論，利用ADS仿真工具設(shè)計(jì)了一款X波段負(fù)阻振蕩器,。從改善工作效率和二次諧波抑制的角度對振蕩器進(jìn)行設(shè)計(jì),。通過對晶體管直流偏置狀態(tài)與振蕩器工作效率關(guān)系的仿真研究,，選擇合適的晶體管直流偏置狀態(tài)顯著提高了振蕩器的工作效率,。通過對晶體管輸出匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，發(fā)現(xiàn)加載1/8工作波長開路線的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)能有效抑制二次諧波,。而選擇一個合適的輸出隔直電容,，在保證基頻最大輸出功率的同時，能進(jìn)一步加強(qiáng)二次諧波抑制,。最終的實(shí)測結(jié)果驗(yàn)證了上述方法的有效性,，對高效率、高二次諧波抑制的振蕩器設(shè)計(jì)提供了很好的指導(dǎo)意義,。
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