0 引言

    在新能源并網(wǎng)發(fā)電中，鎖相環(huán)的應用非常廣泛,。逆變器的并網(wǎng)就需要傳感器對電網(wǎng)相位,、頻率信息的采集，然后進行A/D轉(zhuǎn)換,。如何對電網(wǎng)電壓信息準確快速地獲取成為并網(wǎng)逆變器研究的焦點,。傳統(tǒng)的硬件鎖相環(huán)由硬件電路對電壓的過零點檢測，雖成本較低且易于實現(xiàn)，但易受外界條件的干擾且精度不高,。為了使逆變器在并網(wǎng)時輸出電流能快速準確地跟蹤上電網(wǎng)電壓相位,，數(shù)字化鎖相技術應運而生^[1-3]。鎖相環(huán)的作用在于產(chǎn)生相位角,，使并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓保持同頻同相,，同時實時計算電網(wǎng)的當前相位以便進行坐標變換來完成電流內(nèi)環(huán)解耦^[4]。本文利用互感器實現(xiàn)了基于預測電流無差拍方法結合改進的解耦方法和空間矢量調(diào)制的策略^[5-6],，很好地解決三相逆變器在并網(wǎng)運行時鎖相問題,。在MATLAB/Simulink軟件下搭建模型并進行仿真驗證，仿真和實驗結果證實基于互感器的數(shù)字鎖相環(huán)在鎖相精度和速度方面具有良好的效果,。

1 逆變器拓撲結構

    逆變器拓撲結構如圖1所示,，直流側一般由兩個支撐電容^[7]串聯(lián)而成，起到穩(wěn)定母線電壓,，吸收紋波電流,、功率解耦、均壓等作用,。而在實際應用中,，還需在每個電容兩端 并聯(lián)一定阻值的均壓電阻，其作用一是進一步解決均壓的問題,，二是在系統(tǒng)停機時,，可以提供一個能量釋放的通道，所以這個電阻可以稱為均壓電阻或釋放電阻,。

    樣機設計功率1.2 kVA,，支撐電容的計算有多種方法，目前還沒有統(tǒng)一的定論,，本設計根據(jù)式(1)方法計算,，得C_d為332 μF，選擇兩只450 V/1 000 μF電解電容串聯(lián),，等效電容容值500 μF,，泄放電阻選擇10W30KJ。

    本設計對電網(wǎng)電壓信息的采集依賴互感器實現(xiàn),，互感器是一種利用電磁感應原理對信號采集的傳感器^[8],。電壓互感器原理上是電流型電壓互感器，所以電壓檢測電路與電流檢測電路類似,，參數(shù)設置也可以參考,。以電流檢測電路為例，如圖2所示,。

    電流互感器初級串聯(lián)在輸出電路中,，次級近似短路狀態(tài),，第一級將電流信號轉(zhuǎn)變成電壓信號；第二級是為后加運放提供一個基準電壓,；第三級是一個差分放大電路,，放大電壓信號；最后一級為電壓跟隨,，起阻抗變換作用，提高電路帶負載能力,，A/D輸入利用鉗位二極管使得電壓鉗位在3.3 V,。

    對于電網(wǎng)頻率的采集使用的是過零檢測電路，根據(jù)電網(wǎng)的檢測信號設置A/D采樣頻率,，兩個零點之間的 時間就是電網(wǎng)的周期,，過零檢測電路如圖3所示。

    過零檢測電路第一級與電路檢測電路作用相同,，將電流信號轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘?；第二級LM339是比較器，將正弦信號轉(zhuǎn)變頻率相同的-5 V~+5 V的方波信號,；第三級是一個反相器,，將信號轉(zhuǎn)換為0~5 V的方波信號；然后經(jīng)過第四級第五級限幅反向送入到DSP中,，控制DSP是上升沿出發(fā)還是下降沿出發(fā)就可以獲得相應的頻率,，鉗位二極管起到保護I/O口的作用。

2 無差拍功率解耦控制

    對于圖1根據(jù)KVL可得,，

    根據(jù)式(4)離散化處理后進行無差拍跟蹤控制,，電壓外環(huán)PI控制，電流內(nèi)環(huán)無差拍控制^[9],，采用無差拍有利于數(shù)字化控制的實現(xiàn),。

    對式(2)進行abc/dp變換，可得與電網(wǎng)電壓同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的模型：

式中,，u_d,，u_q為逆變器輸出電壓矢量的dq分量；e_d,，e_q為三相電網(wǎng)電壓矢量的dq分量,；i_d，i_q為逆變器輸出電流矢量的dq分量,；ω為電網(wǎng)電壓角頻率,。

    式(5)可以發(fā)現(xiàn)電網(wǎng)電壓不僅影響軸電流，而且受交叉耦合影響,，所以要對dq軸的電流解耦^[10],。

    在e_a,，e_b，e_c平衡狀態(tài)下,，電網(wǎng)電壓矢量選取直軸方向定向,，即e_d=E_S，e_q=0,，通過對u_d和i_d的調(diào)節(jié),，從而調(diào)節(jié)輸出有功功率。電網(wǎng)電壓合成矢量E_s,，電感上的電壓矢量V_L,，電阻電壓矢量V_R，并網(wǎng)電流矢量I_s,，功率因數(shù)角,，空間矢量圖如圖4所示。

    代入式(5)可得：

    傳統(tǒng)解耦框圖如圖5所示,，利用PI調(diào)節(jié)器完成輸出電流對參考電流的直交軸分別跟蹤,。

    改進的解耦方法直接引入?yún)⒖茧娏鞯慕怦睿到y(tǒng)動態(tài)響應速度更快,，且不含有橋臂脈動分量,，避免了脈動分量之間的耦合，從而提高了入網(wǎng)電流質(zhì)量^[11],。改進交流電流內(nèi)環(huán)解耦框圖如圖6所示,。

    解耦后功率為：

式中，P為有功功率,，Q為無功功率,。這樣就實現(xiàn)了功率解耦控制，從逆變器側來看,，若直軸電流為正,，交軸電流為零，輸出能量全部為有功功率,，為單位功率因數(shù)逆變,；若直軸電流為正，交軸為負,，可以實現(xiàn)對電網(wǎng)無功補償,。改變直交軸電流分量，就能夠調(diào)節(jié)并網(wǎng)功率和電能質(zhì)量,。

3 實驗

    為了更好地驗證該控制策略的可行性和可靠性,，研制了一臺1.2 kVA樣機，處理器使用了TI公司的TMS320F2812,，驅(qū)動芯片使用了IR公司的IR2132,，功率器件使用了IR公司型號為IRFP460的MOSFET,。實驗參數(shù)與仿真參數(shù)一致。 

    當開關頻率為10 kHz時,，逆變器輸出電壓波形如圖7所示,，可以看出，由于開關頻率不夠高,，濾波器參數(shù)不適配,，峰頂有包絡，高頻分量多,，此時含有較多的諧波分量,；當開關頻率為20 kHz時，逆變器輸出電壓波形如圖所示,，可以看出，此時波形明顯好于10 kHz,，此時濾波電感為3 mH,，濾波電容2.2 μF。

    圖8(a)是M為0.9時的濾波前電壓波形,。圖8(b)是輸出電壓和輸出電流波形,，調(diào)制比M由逆變器輸出相電壓與直流母線電壓共同決定的，一般情況下盡可能地使調(diào)制比接近于1,。

    圖9(a)為電網(wǎng)電壓過零點檢測時測出的波形,，從圖中可以看出，電網(wǎng)電壓和方波電壓頻率一致,，從而可以利用DSP捕獲中斷捕獲上升沿或者下降沿信號獲取電網(wǎng)頻率信息,。圖9(b)為電網(wǎng)電壓鎖相角，實驗波形是通過DSP將角度轉(zhuǎn)換成正值從DA口顯示出來,。從波形可以看出,，該鎖相角的變化范圍從0到2π。

    由于基于電流預測無差功率解耦控制策略將電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流實現(xiàn)了雙閉環(huán)控制,，解耦后可以通過控制i_d和i_q從而調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)的輸出能量和功率因數(shù),，達到了調(diào)節(jié)并網(wǎng)功率和電能質(zhì)量的效果。

4 結論

    本文從理論和實驗上分析和驗證了基于互感器的數(shù)字鎖相環(huán)可行性,，結合電流預測無差拍方法和空間矢量調(diào)制技術應用到1.2 kVA樣機中,。從仿真和實驗結果來看，該方法對于并網(wǎng)鎖相有很強的適用性,，同時也可以看出該數(shù)字鎖相環(huán)具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性,，可以實現(xiàn)對給定電流進行快速精確地跟蹤，鎖相波形效果良好,。

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作者信息:

何松原1,，陳  榮1，2

（1.江蘇大學 電氣信息工程學院,，江蘇 鎮(zhèn)江212013,；2.鹽城工學院 電氣學院，江蘇 鹽城224051）