0 引言

    LVDS(Low Voltage Differential Signal)信號比傳統(tǒng)TTL接口有很低的電壓擺幅,、較高的噪聲容限能力，且功耗僅為幾毫瓦,，抗干擾性相對其他總線接口也具有一定優(yōu)越性^[1],。但由于其低電壓差分傳輸導致其正常通信距離僅為5 m左右，同時在面對空間復雜的電磁環(huán)境時會導致信號傳輸誤碼,，降低傳輸可靠性,。本設計通過對傳輸接口增加驅(qū)動器和自適應均衡器，極大地提高了LVDS信號通信距離；同時在鏈路中采用了10B6B的編碼方式,，在維持直流平衡的基礎上還可檢測并糾錯1 bit的數(shù)據(jù),，一定程度上減小了數(shù)據(jù)傳輸?shù)?a class="innerlink" href="http://forexkbc.com/tags/誤碼率" title="誤碼率" target="_blank">誤碼率，保證了LVDS信號在惡劣環(huán)境中高速遠距離傳輸時的可靠性,。

1 硬件電路的優(yōu)化設計

    工程應用中采用一般LVDS接口進行數(shù)據(jù)傳輸時,，在傳輸距離為5 m時信號已經(jīng)發(fā)生嚴重衰減和畸變^[2]，無法正常區(qū)分高低電平,，從而導致傳輸時產(chǎn)生很高的誤碼率,。

    在LVDS鏈路傳輸時，誤碼和丟數(shù)產(chǎn)生原因可從以下方面進行分析：

    （1）發(fā)送端信號驅(qū)動能力不足,，距離較長時信號衰減嚴重,；

    （2）線路中直流不失衡，導致誤碼產(chǎn)生,；

    （3）時鐘同步錯誤,，接收端解出的時鐘與發(fā)送端嵌入的時鐘不一致，導致數(shù)據(jù)接收錯誤,。

    通過以上分析,，首先在硬件設計方面對LVDS接口電路進行優(yōu)化。在數(shù)據(jù)發(fā)送端,，使用SN65LV1023A串化器將FPGA輸出的并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為串行輸出,，其次在發(fā)送端增加LMH0001SQ高速驅(qū)動器，增強信號驅(qū)動能力,；在接收端則采用LMH0073SQ自適應均衡器,，補償信號在遠距離傳輸時出現(xiàn)的衰減，恢復其發(fā)生畸變的信號,，最后通過SN65LV1224BDBR解串器,，將串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為并行數(shù)據(jù)，經(jīng)地面測試臺PCI接口將數(shù)據(jù)送至上位機進行分析和處理,。系統(tǒng)總體設計框圖如圖1所示,。

1.1 發(fā)送端電路的優(yōu)化設計

    在LVDS發(fā)送端，由于串行器SN65LV1023A輸出僅為100 mV左右的低壓差分信號,，故需其在差分輸出端增加LMH0001SQ驅(qū)動器來提高驅(qū)動能力,。LMH0001SQ高速驅(qū)動器最高傳輸速率可達 540 Mb/s,，差分輸入門檻電壓為100 mV,，功耗僅為125 mW^[3]。輸出端電壓可通過REF引腳外接電阻進行調(diào)節(jié),。本設計使用750 Ω的外接電阻,，得到約800 mV的差分電壓輸出，加上直流偏置電壓，使得輸出電壓在1.6 V～2.4 V之間,，提高了數(shù)據(jù)遠距離傳輸?shù)尿?qū)動能力,。發(fā)送端驅(qū)動器設計如圖2所示。

    由于LMH0001SQ差分線輸入電阻需要與串行器SN65LV1023A進行阻抗匹配,，因此PCB設計時100 Ω電阻要緊貼引腳,；同時輸出端增加了SMDA03LC接口保護芯片，可防止輸出端電路發(fā)生不可逆故障對后級電路造成影響,，保證了LVDS接口的安全性以及可靠性,。

1.2 接收端電路的優(yōu)化設計

    LVDS信號在高速傳輸過程中由于導體的趨膚效應，信號會產(chǎn)生一定損耗,，損耗程度與信號頻率的平方根和電纜長度之積成正比^[4],。為保證信號傳輸可靠性，需要在接收端補償信號^[5],。LMH0074SQ均衡器是針對78 Mb/s～540 Mb/s的傳輸速率,，能夠自適應補償400 m belden 1694A 和第5類非屏蔽雙絞線傳輸?shù)膿p耗，該均衡器抖動性極低,，功耗僅為208 mW,。

    接收端均衡器設計如圖3所示。使用時在LMH0074均衡器AEC+和AEC－引腳之間跨接一個1 μF的電容,，用來控制均衡環(huán)路的增益和帶寬[6],。由于輸出端具有50 Ω的差分輸出，為防止信號發(fā)生振鈴或反射,，可在差分線間匹配精度為1%的100 Ω電阻,，布線時應盡量靠近解串器。均衡器最大程度地還原了衰減和畸變信號,，提高了線纜傳輸質(zhì)量,，減少了誤碼和丟數(shù)現(xiàn)象。

2 10B6B編碼邏輯設計

    為進一步提高LVDS數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?，基于?,，4）線性分組碼的編碼思想，在傳統(tǒng)的10B8B編碼基礎上改進并設計了一種10B6B編碼方式,，在允許降低傳輸有效帶寬的情況下,，設計4 bit監(jiān)督位來糾錯4 bit信息位，極大地降低了LVDS數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率,，很好地改善了直流平衡的狀況,。

2.1 10B6B編碼原理

    根據(jù)線性分組碼的編碼原理，(n,，k)分組碼要求2^r-1≥n(r=n-k),，才能用r個監(jiān)督位構造r個監(jiān)督關系式來指示一位誤碼的n種可能位置,，進而實現(xiàn)差錯控制。因為LVDS數(shù)據(jù)每次傳輸10 bit數(shù)據(jù),，所以至少需要4 bit監(jiān)督位,，因此該編碼方式核心是用4 bit監(jiān)督位構造4個監(jiān)督關系式用來指示誤碼的10種位置。這4 bit監(jiān)督位產(chǎn)生的4個監(jiān)督關系式理論上可以產(chǎn)生16種校正子碼組,，根據(jù)實際需要選擇合適的校正子碼組來生成更適合傳輸?shù)拇a型,。

2.2 10B6B發(fā)送端邏輯設計

    改進后的10B6B編碼設定的校正子與誤碼位置關系如表1所示，其中S₁,、S₂,、S₃、S₄表示由監(jiān)督關系方程式計算得到的校正子,。由表1可知,，當誤碼位置在a₆、a₈,、a₀,、a₂、a₃時,，校正子S₁=1,；否則S₁=0。因此有：

    編碼時取a₉,、a₈,、a₇、a₆,、a₅,、a₄為信息碼元，取a₃,、a₂,、a₁、a₀為監(jiān)督碼元,，信息碼元隨機,，而監(jiān)督碼元由以下監(jiān)督方程唯一確定：

    由上述方程式可得到表2所示的64個許用碼組。

    LVDS數(shù)據(jù)傳輸交替?zhèn)鬏斢行?shù)據(jù)和無效數(shù)據(jù),。有效數(shù)據(jù)每個字節(jié)需傳輸兩次,，第一次傳輸?shù)? bit，第二次傳輸高4 bit,，由LVDS最高兩位a9,、a₈作為高低位標識。0000011111作為無效數(shù)據(jù)在數(shù)據(jù)線空閑時發(fā)送,，用來鎖定發(fā)送時鐘,。LVDS數(shù)據(jù)位具體定義如表3所示。

    線上空閑時發(fā)送無效數(shù)據(jù)為0000011111,，且編碼時要考慮1 bit誤碼的無效碼冗余,，即表4所示的無效冗余碼接收時均當做無效碼處理。由于0100011111與表2中許用碼組沖突,，因此在編碼時不用01這個碼組,。

2.3 10B6B接收端解碼設計

    當接收端收到數(shù)據(jù)時，首先根據(jù)校正子方程式計算出校正子,，根據(jù)表1即可對應出數(shù)據(jù)誤碼位置,，對該位置進行編碼生成糾錯碼，如表5所示,。要注意的是當數(shù)據(jù)接收為表4中數(shù)據(jù)時,，此時全部認為無效碼，不予進行校正計算,。生成糾錯碼后與接收的原始LVDS數(shù)據(jù)進行異或運算,，即可糾正傳輸數(shù)據(jù)過程中的一位誤碼。

    本系統(tǒng)還可對誤碼數(shù)據(jù)量進行統(tǒng)計,，當糾錯碼為0000000011時,，說明出現(xiàn)兩位或以上的錯位，此時字節(jié)錯誤統(tǒng)計自增1,；當糾錯碼為不為0000000000時,，說明數(shù)據(jù)出現(xiàn)一位錯誤，此時數(shù)據(jù)位錯誤統(tǒng)計自增1,，方便對誤碼量進行數(shù)據(jù)統(tǒng)計,。

3 時鐘同步邏輯設計

    數(shù)據(jù)發(fā)送前，收發(fā)兩端都需要對時鐘進行同步鎖定,。初始化時串化器SN65LV1023A和解串器SN65LV1224B均為三態(tài)輸出,，當芯片供電電壓穩(wěn)定到2.45 V時，解串器啟動鎖相環(huán)跟蹤并鎖定本地時鐘,，完成數(shù)據(jù)串行器和數(shù)據(jù)解串器的同步^[7],。

    本設計同步模式式采用隨機同步和快速同步相結(jié)合的方式，設備上電后,，串化器SN65LV1023A鎖定發(fā)送時鐘TCLK,，F(xiàn)PGA將其SYNC1和SYNC2引腳電平拉低，此時串化器向接收端發(fā)送同步碼,，當解串器檢測到LVDS輸入端的邊沿轉(zhuǎn)換時,，它就會根據(jù)FPGA提供的REFCLK參考時鐘嘗試鎖定到嵌入在數(shù)據(jù)流中的時鐘信息^[8]。由于串化器SYNC引腳與解串器的LOCK為開環(huán)狀態(tài),，因此不能準確判斷同步時間,，所以設置在25 μs的等待時間后,，解串器與串行器完成同步，將解出的RCLK時鐘送給FPGA后,，LOCK引腳自動拉低,，即可開始數(shù)據(jù)傳輸。

    在進行數(shù)據(jù)發(fā)送時,，當某個字節(jié)數(shù)據(jù)重復發(fā)送時,，則解串器可能進入誤鎖定狀態(tài)，錯誤地將數(shù)據(jù)上升沿識別為開始/停止位,，這種現(xiàn)象稱為重復多重轉(zhuǎn)換（RMT）^[9],。解串器中的電路檢測到這種假鎖狀態(tài)時，電路就會阻止LOCK引腳輸出有效,，直到這種假鎖狀態(tài)發(fā)生改變,。當解串器檢測到4個連續(xù)周期的上升沿（停止/啟動位）在同一位置時，解串器將重新鎖定時鐘,，否則仍為失鎖狀態(tài),。

    本設計數(shù)據(jù)傳輸采用有效數(shù)和無效數(shù)混合發(fā)送的方式，既可以保證LVDS線路時刻都有數(shù)據(jù)持續(xù)傳送,，不會因為由于有效數(shù)據(jù)發(fā)送不連續(xù)而造成失鎖,，也可減少由于內(nèi)嵌時鐘位鎖定錯誤所造成的丟數(shù)的情況。同時設置最高兩位為標識位,，當最高位為“10”和“11”時為有效數(shù)據(jù)的低4位和高4位,，否則為無效數(shù)。這種高位固定值的傳輸方式由于每次在12 bit后有固定周期的跳變,，極大程度地降低了嵌入時鐘位誤鎖定的可能,。

4 數(shù)據(jù)可靠性驗證

    對硬件優(yōu)化效果進行測試，在沒有增加驅(qū)動器和均衡器雙絞線長度為3.5 m時,，數(shù)據(jù)接收正常,；當線纜長度增加時，誤碼率也隨之上升,，當測試傳輸電纜網(wǎng)長度增加為48 m時,，誤碼率已高達64.830 245%，已完全不能保證數(shù)據(jù)的可靠傳輸,。

    在增加驅(qū)動器和均衡器硬件優(yōu)化后,，采用6段8 m的屏蔽雙絞線組成48 m的電纜網(wǎng)進行測試，修改采編器程序中LVDS數(shù)據(jù)發(fā)送時鐘,，使實際傳輸速率為100 Mb/s,、200 Mb/s、300 Mb/s,、400 Mb/s時,，分別對采用10B6B編碼方式前后進行誤碼測試,，結(jié)果如表6所示。

    分析測試結(jié)果可知：當傳輸速率低于100 Mb/s時,，硬件電路能保證傳輸?shù)目煽啃?；當傳輸速率大?00 Mb/s時，誤碼率隨著速率的增大而增加,。在邏輯設計上加入10B6B編碼后,，在允許降低傳輸有效帶寬的情況下,，傳輸速率為400 Mb/s時可保證遠程LVDS數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃浴?/p>

5 結(jié)束語

    針對LVDS傳輸過程中的可靠性問題,，從硬件和邏輯編碼方式兩方面進行了優(yōu)化，設計的10B6B編碼可對數(shù)據(jù)中存在1 bit誤碼數(shù)據(jù)進行檢測糾錯,，保障了數(shù)據(jù)的可靠性,。在測試“遞增數(shù)”、“遞增數(shù)”,、“全0數(shù)”,、“全1數(shù)”4種碼型數(shù)據(jù)時，可實現(xiàn)400 Mb/s速率下48 m的零誤碼遠距離可靠傳輸,，此設計系統(tǒng)已成功應用于航天飛行器中,。

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作者信息:

李北國1,，楊圣龍2,，李輝景2

（1.北京航天長征飛行器研究所，北京100076,；

2.中北大學 儀器科學與動態(tài)測試教育部重點實驗室,，山西 太原030051）