無線系統(tǒng)架構(gòu)師 Hossein Yektaii,，算法設(shè)計工程師 Patrick Pratt,，工程經(jīng)理  Frank Kearney

摘要

在5G新無線電技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)中，除了sub－6 GHz頻率外,，還利用毫米波（mmWave）頻率來提高吞吐量,。毫米波頻率的使用為大幅提高數(shù)據(jù)吞吐量帶來了獨特的機會，同時也帶來了新的實施挑戰(zhàn),。本文探討sub－6 GHz和毫米波基站無線電之間的架構(gòu)差異,，著重講述在這些系統(tǒng)上實施DPD面臨的挑戰(zhàn)和帶來的好處。數(shù)字預(yù)失真（DPD）是一種成熟技術(shù),，通常用于sub－6 GHz無線通信系統(tǒng),，以提高功率效率，但大多數(shù)毫米波無線電并不使用DPD,。采用ADI波束成型器和收發(fā)器構(gòu)建的包含256個元件的毫米波陣列原型,，我們能夠證明采用DPD能夠?qū)⒂行Ц飨蛲暂椛涔β剩‥IRP）提高達3 dB。與不采用DPD,，但具有相同目標(biāo)EIRP的陣列相比,，這種陣列的元件數(shù)量可以減少30％。

本文旨在比較傳統(tǒng)的sub－6 GHz宏蜂窩設(shè)計和毫米波基站無線電和天線設(shè)計,。它進一步介紹了這些設(shè)計差異相對于sub－6 GHz無線電將如何影響毫米波陣列中的DPD實施,。

簡介

除了降低延遲和提高可靠性，對更高數(shù)據(jù)吞吐量的需求呈指數(shù)級增長一直是推動3GPP 5G NR標(biāo)準(zhǔn)發(fā)展的強大推動因素之一,。雖然4G LTE系統(tǒng)部署在sub－3 GHz頻段中,，但近年來，將新頻譜分配部署在3 GHz至5 GHz范圍使得我們能夠在5G NR中實現(xiàn)更寬的通道帶寬（BW）,。與4G LTE相比,，sub－6 GHz頻段的最大通道帶寬已從20 MHz增加到100 MHz。除了更寬的通道帶寬外,，多根發(fā)射和接收天線以及最終的大規(guī)模MIMO技術(shù)進一步提高了頻譜效率,。雖然所有這些改進都有助于提供更高的數(shù)據(jù)吞吐量，但基波限制（分配的sub－6 GHz頻譜相對較少）繼續(xù)將個人用戶的峰值吞吐量限制在1 Gbps以下。

在5G NR中,，3GPP標(biāo)準(zhǔn)歷史上首次為蜂窩移動應(yīng)用分配了24．25 GHz至52．6 GHz之間的毫米波頻率,。這個新頻率范圍被稱為FR2，sub－6 GHz頻率則被稱為FR1,。相對于FR1,，F(xiàn)R2的可用頻譜范圍更大。FR2中單個通道的頻率可能高達400 MHz,，可實現(xiàn)前所未有的吞吐量,。但是，使用毫米波頻率給基站（BS）和用戶設(shè)備（UE）帶來了新的實施挑戰(zhàn),。在這些挑戰(zhàn)中,，最重要的要屬更高的路徑損耗和更低的PA輸出功率，它們使得基站和UE之間的鏈路預(yù)算非常具有挑戰(zhàn)性,。

BS與UE之間的路徑損耗被定義為Pl ［dB］ ＝ 10log10 （Pt／Pr）,，其中Pt和Pr分別為發(fā)射功率和接收功率。在自由空間中,，接收功率是距離和波長的函數(shù),，也稱為弗里斯傳輸公式，其中Pr （d,，λ） ＝ Pt Gt Gr （λ／4πd）2,，Gt和Gr分別為發(fā)射天線增益和接收天線增益。λ表示波長,，d表示發(fā)射器和接收器之間的距離,。在典型的無線通信環(huán)境中，由于附近物體的反射和施工材料造成的損耗,，針對路徑損耗進行建模和估算將會更加復(fù)雜,。但是，為了理解毫米波與sub－6 Ghz頻段相比具有更高的路徑損耗,，我們來假設(shè)在自由空間中傳播,、提供相似的天線增益，以及BS和UE之間的距離相等,。使用這種方法,，可以得出28 GHz時的路徑損耗比900 MHz時高出10xlog（28000／900）2 ＝ 29．8 dB！

在sub－6 GHz頻率下,，BS功率放大器輸出幾十瓦的RF功率,，且效率超過40％，這并不罕見,。這是通過采用高效率PA架構(gòu)（例如Doherty）和使用先進的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)實現(xiàn)的,。相比之下,，高線性度AB類毫米波PA通常輸出不到1 W的RF功率,，且效率低于10％,。在毫米波頻率下，這些工作條件加劇了BS和UE之間的鏈路預(yù)算挑戰(zhàn),。要解決這兩大挑戰(zhàn)——更高的路徑損耗,、單個PA功率更低，關(guān)鍵在于將功率更準(zhǔn)確地傳輸?shù)骄唧w的空間位置,。使用有源相控陣天線可以實現(xiàn)這一目標(biāo),，該天線具有波束成型和波束轉(zhuǎn)向能力。

毫米波5G中的天線陣列

天線陣列并不是一個新概念,。在GSM部署早期,，無源陣列就已經(jīng)用于蜂窩基站天線，雷達系統(tǒng)使用天線陣列的時間則有數(shù)十年,。如前文所述,，在毫米波頻率下，要解決更大的路徑損耗和單個PA功率更低的問題,，需要使用有源相控陣天線,。這是通過在陣列中包含許多天線元件，而每個元件由低功率放大器驅(qū)動來實現(xiàn)的,。使用更多元件會增加陣列的總輻射功率,，同時提高陣列增益并產(chǎn)生較窄的波束。對于相控陣天線理論,，本文不予討論,。有關(guān)該主題的更多信息，請參閱《模擬對話》系列“相控陣天線方向圖”（分三部分）,。1－3

有源相控陣天線的高成本限制了其應(yīng)用范圍,，目前主要用于航空航天和防務(wù)領(lǐng)域。半導(dǎo)體技術(shù)的最新發(fā)展,，加上高水平的集成,，使有源相控陣天線能夠在5G應(yīng)用中實現(xiàn)商用。ADI公司提供有源波束成型器件,，它們集成了16個完整的發(fā)射和接收通道,、相關(guān)的PA、低噪聲放大器（LNA）,、每個路徑相位和增益控制,，以及TDD開關(guān)功能。所有這些全部都集成在一塊硅芯片中,！這些器件的第一代是使用SiGe BiCMOS技術(shù)（ADMV4821）實現(xiàn)的,。為了進一步提高功效和成本,，第二代器件采用了SOI CMOS工藝（ADMV4828）。這些高度集成,、高功效的波束成型器,，以及毫米波上／下變頻器（ADMV1017／ADMV1018）和頻率合成器（ADF4371／ADF4372），為毫米波5G基站構(gòu)建了完整的RF前端解決方案,。

在毫米波頻率下,，天線元件所占的面積很小。例如,，一個簡單的28 GHz微帶貼片天線通常小于10 mm2,。因此，可以在一個相對較小的區(qū)域內(nèi)放置許多天線來提高增益,。我們假設(shè)一個包含256個元件的天線陣列,，雙極化輻射元件分8行、16列排列,，如圖1所示,。紅線和藍線分別表示＋45°和－45°極化元件。

假設(shè)天線元件之間的間距為λ／2,，那么該天線陣列的總面積為8（λ／2） × 16（λ／2） ＝ 32λ2,。將900 MHz和28 GHz天線進行比較，900 MHz天線陣列的總面積為3．55 m2,，28 GHz天線陣列的總面積僅為3．67 × 10－3 m2,，幾乎小了1000倍！雖然900 MHz下的256元件天線陣列的尺寸令人望而卻步,，但28 GHz下的類似陣列可以在不到40平方厘米的印刷電路板（PCB）上實現(xiàn),。

28 GHz的256元件雙極化毫米波天線陣列是基于多層PCB構(gòu)建，采用ADI的波束成型器和毫米波上／下變頻器,。為了降低成本,，避免天線和無線電之間形成成本高昂／有損耗的互連，將有源組件部署在PCB的一邊,，天線元件則部署在PCB的另一邊,。該板被稱為AiB256（AiB代表板上的天線）。

AiB256上有16個ADMV4828 SOI波束成型芯片,，每個芯片提供16個發(fā)射和16個接收通道,，連接到每個極化區(qū)域的128根天線元件，覆蓋26．5 GHz至29．5 GHz頻率范圍,。同一極化區(qū)域內(nèi)的64根天線元件分別連接至一個單獨的ADMV1018毫米波上／下變頻器,。因此，總共可以形成四個獨立的波束,。AiB256的一半陣列的簡化框圖,。

為了獲得更高的EIRP,，可以在中頻將兩組相同極化的天線（包含64根天線）組合起來，產(chǎn)生總共兩個波束,，每個波束由128根天線元件構(gòu)成,。該板被廣泛用于支持天線校準(zhǔn)和內(nèi)部DPD算法的開發(fā)。

Sub－6 GHz和毫米波的基站設(shè)計

根據(jù)給定頻率和期望的覆蓋區(qū)域設(shè)計基站時,，通常以波束方向圖和有效各向同性輻射功率（EIRP）作為先決條件,。典型的900 MHz宏蜂窩基站由一個4Tx／4Rx無線電單元（RU）構(gòu)成,，并連接到外部天線,。

天線內(nèi)部有兩列交叉極化（±45°紅／藍）偶極子。4個RF端口中,，每個端口為一列極化提供饋電,。在這個示例中，信號在6個相同極化的偶極子之間以相同相位和幅度分割,。在垂直方向（列）排列更多的元件,，使得波束聚集在垂直面（參見圖4）。這樣設(shè)計是可行的,，因為大部分UE都要低于天線的高度,。通常會讓波束以某種幅度向下傾斜，以進一步限制單元覆蓋范圍,，避免與其他單元產(chǎn)生干擾,。假設(shè)天線元件之間的間距為λ／2，該天線的半功率波束寬度（發(fā)射功率相對于波束峰值下降3 dB時的角度）在水平面上通常約為90°,，在垂直面上一般小于20°,。這種寬波束一般覆蓋120°扇區(qū)，無需轉(zhuǎn)向即可跟蹤UE移動,。天線的高度為6 × （λ／2） ＝ 2米,，寬度為2 × （λ／2） ＝ 0．33米。假設(shè)每個偶極子單元的增益為5 dBi,，那么每個極化區(qū)域的天線增益約為10 × log（12） ＋ 5 dBi ＝ 15．8 dBi,。如果每個PA輸出40 W （46 dBm）RF功率，每個極化的EIRP為46 dBm ＋ 3 dB（2列） ＋ 15．8 dBi ＝ 64．8 dBm,。在900 MHz下,，這種水平的EIRP應(yīng)該能很好地覆蓋幾千米范圍。

現(xiàn)在,，我們來看看28 GHz AiB256,，它的每個極化區(qū)域內(nèi)包含128根天線元件，排列成8行,、16列,，如圖1所示,。假設(shè)元件之間的距離為λ／2，每個元件的增益為5 dBi,，那么天線的總增益約為10 × log（128） ＋ 5 dBi ＝ 26 dBi,。與900 MHz示例相比，天線增益高出10．2 dB,。但是,，其波束寬度變窄了。3 dB波束寬度在垂直面僅為12°,，在水平面僅為6°,。如此狹窄的波束根本無法一次覆蓋典型的120°扇區(qū)。解決方案是：首先在單元覆蓋區(qū)域內(nèi)找到活動UE,，將波束指向他們,，然后跟蹤他們在單元內(nèi)的移動。5G標(biāo)準(zhǔn)指定了波束采集和跟蹤程序,，對此,，本文不予討論。為了計算這個無線電的EIRP,，我們假設(shè)每個發(fā)射路徑輸出13 dBm RF功率,。每個極化區(qū)域的總功率為13 dBm ＋ 10 × log（128） ＝ 34 dBm。加上26 dBi天線增益,，每個極化的總EIRP為34 dBm ＋ 26 dBi ＝ 60 dBm,。在典型的室外部署場景中，這個水平的EIRP在28 GHz下可以覆蓋幾百米范圍,。

DPD在Sub－6 GHz系統(tǒng)中的價值

5G和4G無線標(biāo)準(zhǔn)都是基于OFDM信號,，它們本身具有高峰均功率比（PAPR）。為了以高保真度放大和發(fā)射這些信號,，并避免污染鄰近的通道,，必須注意不要壓縮或剪輯信號峰值。這需要以低于峰值功率6 dB至9 dB的平均功率運行該PA,。在這種深度后退的狀態(tài)下運行PA會導(dǎo)致效率極低,，通常低于10％。

高效PA架構(gòu)（例如Doherty）可以在低于其峰值功率6到9 dB的功率下保持高效率,，但與典型的AB PA相比,，它們的線性度大幅降低。如果在部署時不使用任何線性化技術(shù),，它們將無法滿足應(yīng)用所需的誤差矢量幅度（EVM）和鄰道功率比（ACPR）,。DPD是最流行的線性化技術(shù)之一，廣泛用于sub－6 GHz系統(tǒng),。

Sub－6 GHz系統(tǒng)要求64－QAM和256－QAM調(diào)制的EVM分別低于8％和3．5％,，以符合3GPP標(biāo)準(zhǔn)38．104,。1要滿足這些EVM要求，信號的PAPR應(yīng)保持在6 dB到9 dB之間,。為了滿足3GPP標(biāo)準(zhǔn)38．104,，ACPR通常應(yīng)小于–45 dBc。在前面的900 Mhz 4Tx／4Rx無線電示例中,，每個發(fā)射器應(yīng)輸出40 W rms功率,，如果要在線性區(qū)域中運行功率放大器，以滿足EVM和ACPR要求,，它們的效率通常低于10％,。這意味著為了輸出40 W RF功率，4個PA中的每個PA都需要消耗超過400 W直流功率,。所以,，單單這4個PA就會消耗超過1600 W功率,！這對無線電的尺寸,、冷卻、可靠性和運行成本（OPEX）有著巨大的影響,。相比之下,，如果使用Doherty PA，并且結(jié)合削峰（CFR）和DPD技術(shù),，那么PA效率會高于40％,。這意味著每個PA消耗不超過100 W直流功率，即可輸出40 W RF功率,。無線電中的4個PA消耗的直流功率不到400 W,。無線電的其余部分通常只會消耗不到50 W直流功率。因此,，PA消耗的功率在無線電消耗的總直流功率中的占比超過85％,，即使在結(jié)合使用Doherty放大器、DPD和CFR時也是如此,。

毫米波陣列中DPD的實施及其價值

在AiB256中,，有256個發(fā)射和接收鏈，能夠生成2個或4個波束,，每個波束中部署有128個或64個PA,。與sub－6 GHz系統(tǒng)一樣，64－QAM和256－QAM調(diào)制的毫米波頻段EVM要求分別為8％和3．5％,。但是,，毫米波對ACPR的要求遠沒有sub－6 GHz頻段嚴格；按照3GPP標(biāo)準(zhǔn)38．104,，對于28 GHz頻段為28 dBc,，對于39 GHz頻段為26 dBc,。

在ADMV4828波束成型器中，每一類AB PA可提供21 dBm峰值功率,。ADMV4828上的PA以大約12 dBm rms輸出功率運行,，可為峰值功率留出9 dB裕量，從而可滿足EVM和ACPR要求,。在12 dBm （16 mW）輸出功率下,，每個發(fā)射鏈消耗約300 mW功率，所以效率為5％,。發(fā)射鏈中的一些功率是被用于波束成型的可變移相器消耗的,。每條接收路徑，包含可變移相器在內(nèi),，消耗大約125 mW直流功率,。

基于上述功率消耗，可以明顯看出,，與sub－6 GHz無線電相比,，在毫米波無線電中，PA消耗的功率在總直流功耗中的占比要小得多,。這就產(chǎn)生了一個問題：毫米波無線電是否仍能從使用DPD中獲益,？

為了回答這個問題，我們需要構(gòu)建一個適用于毫米波的DPD架構(gòu),。要將DPD實現(xiàn)方案從sub－6 GHz簡單地擴展到毫米波,，需要圍繞每個PA建立一個DPD環(huán)路。在AiB256示例中,，這意味著需要256個DPD環(huán)路,！顯然，實施256個DPD環(huán)路成本高昂且非常耗電,。由于每個PA輸出少量功率（一般為12 dBm）,，因此使用DPD的系統(tǒng)總效率很可能低于不使用DPD的系統(tǒng)。

幸運的是,，有一個很好的辦法可以解決這個問題,。AiB256最多可以輸出4個波束，每個波束包含64個PA（參見圖3）,。這意味著每個PA可以獲得與其他63個PA相同的信號,，除了用于波束轉(zhuǎn)向的相對相移。如果單個DPD環(huán)路環(huán)繞由64個PA構(gòu)成的集群,，那么整個AiB256陣列只需要總共4個DPD環(huán)路,。從本質(zhì)上講，DPD環(huán)路環(huán)繞每個波束，而不是環(huán)繞PA,。我們將其稱為陣列DPD,，以便與sub－6 GHz DPD區(qū)別開來，后者的每個PA都有一個專用DPD環(huán)路,。

觀察接收器必須“觀察”波束的視軸,，所有PA的信號在此處同相疊加，所以它可以校正由64個PA的累加遠場聚集所造成的失真,。我們的早期評估使用遠場喇叭天線作為DPD觀察接收器（如圖5所示）,，且證明可以通過在波束周圍部署單個DPD環(huán)路來改善EVM和ACPR。ADI未來的產(chǎn)品可能包括集成觀察路徑,，以簡化DPD的實施,。

DPD設(shè)置使用ADRV9029集成收發(fā)器，內(nèi)置CFR和DPD功能,，適用于高達200 MHz帶寬的信號,。ADI未來的收發(fā)器采用DPD時，將支持至少400 MHz帶寬,。

分析發(fā)現(xiàn),，在26．5 GHz至29．5 GHz的頻率范圍內(nèi)，毫米波陣列DPD可以將波束EIRP提高3 dB左右（在1．5 dB至3．2 dB之間）,。在特定頻率下優(yōu)化波束成型器的輸出匹配和偏置設(shè)置,，可以在保持EVM和ACPR規(guī)格的同時，獲得高達13 dBm rms的輸出功率,。但是，無法在廣泛的頻率范圍和多個單元中保持這種性能水平,?；蛘撸绻麧M足適當(dāng)條件（PA的飽和功率電平保持在21 dBm以上）,，那么使用DPD可以在相關(guān)頻段中穩(wěn)定實現(xiàn)高于14 dBm的輸出功率,。

當(dāng)指定毫米波陣列時，每個波束的EIRP就是一項核心要求,。如果每個元件的功率相對較小,，則需要使用多個元件來實現(xiàn)目標(biāo)EIRP，這反過來又會使成本,、功率和陣列大小增加,。陣列中部署的元件越多，產(chǎn)生的波束就越窄,。更窄的波束并非始終符合需求,；它們會增大波束指向和移動用戶跟蹤的難度。圖6中的曲線圖說明了所需的元件數(shù)量和陣列直流功耗如何隨著DPD從0 dB提高到3 dB而變化，同時保持目標(biāo)EIRP為60 dBm不變,。

如果通過應(yīng)用DPD實現(xiàn)了3 dB EIRP改善,，那么所需元件的數(shù)量會減少近30％，功耗則降低約20％,。與我們的sub－6 GHz示例中采用DPD能將PA的功耗降低4倍相比,，在毫米波陣列中，節(jié)能功效并不如此明顯,。但是,，在毫米波陣列中，我們可以獲得額外的優(yōu)勢：其元件數(shù)量減少30％,，這會大大降低陣列硬件的成本和體積,。未來，我們可以在毫米波波束成型中使用更高效的PA架構(gòu),，利用DPD來進一步改善功效,。

結(jié)論

相對于sub－6 Ghz頻率，在5G毫米波陣列中實施DPD會帶來新的挑戰(zhàn),。在波束周圍部署DPD環(huán)路,，而不是在構(gòu)成波束的單個PA周圍部署，可實現(xiàn)陣列DPD還能帶來優(yōu)勢,。我們的分析表明,，這種部署能幫助實現(xiàn)更高的功率輸出、節(jié)省系統(tǒng)功率,，且能減少硬件數(shù)量,。但是，我們要提醒大家注意：無論是在應(yīng)用中,，還是在評估時,，我們都需要從不同于傳統(tǒng)sub－6 GHz的角度來看待毫米波DPD。隨著毫米波PA架構(gòu)日益成熟,，這種定位可能會發(fā)生變化,，但目前我們需要重新定義DPD應(yīng)用，以及它所帶來的優(yōu)勢,。

作者簡介

Hossein Yektaii于2016年11月加入ADI公司,。在加入ADI之前，他曾在北電網(wǎng)絡(luò)公司,、阿爾卡特朗訊公司和諾基亞工作,，擔(dān)任從RF設(shè)計工程師到無線電系統(tǒng)設(shè)計師等各種職位。他目前擔(dān)任無線系統(tǒng)架構(gòu)師,，利用端到端無線電系統(tǒng)知識來更好地理解客戶需求,，并確定無線市場日益復(fù)雜的ADI解決方案的架構(gòu)和規(guī)格,。他在謝里夫理工大學(xué)攻讀電氣工程，并獲得德黑蘭大學(xué)電信碩士學(xué)位,。

Patrick Pratt是ADI公司通信系統(tǒng)工程團隊的高級研究員,。他的職業(yè)生涯超過30年，其中包括在私人組織和學(xué)術(shù)機構(gòu)從事的算法研究和開發(fā)活動,。帕特里克擁有科克理工學(xué)院電子工程專業(yè)的博士學(xué)位,。

Frank Kearney于1988年畢業(yè)后加入ADI公司。在公司任職期間,，他擔(dān)任過多種工程和管理職務(wù),。他目前負責(zé)管理無線系統(tǒng)團隊中的一個架構(gòu)師和算法開發(fā)人員小組。該團隊著重研究如何改善O－RAN無線電架構(gòu)的發(fā)射路徑的效率和系統(tǒng)級性能,。Frank擁有都柏林大學(xué)博士學(xué)位,。