降壓POL直流/直流轉(zhuǎn)換器可以分成兩類：線性穩(wěn)壓器和基于電感的開關(guān)穩(wěn)壓器,。圖1顯示了線性穩(wěn)壓器的功能圖。

　　
       線性穩(wěn)壓器的主要優(yōu)點(diǎn)是芯片成本低,、設(shè)計(jì)時(shí)間短,，另外，由于帶有內(nèi)部開關(guān)并只需要一個(gè)輸入和輸出電容,，所需要的板面積也比較小,。另外，線性穩(wěn)壓器可以提供干凈的低噪聲輸出電壓,。其主要缺點(diǎn)是效率低,，在重負(fù)載時(shí)等于VOUT/VIN，導(dǎo)致產(chǎn)生數(shù)值為(VOUT–VIN) IOUT的功率耗散,。功率以熱的形式損

失掉,，而熱又必須通過穩(wěn)壓器的封裝和/或外部散熱裝置散發(fā)掉。在該市場上,，由于目前大多數(shù)穩(wěn)壓器的最小輸入電壓為1.8到2.7V,，線性穩(wěn)壓器非常適于負(fù)載電流較低而電壓較高的電壓軌。另一個(gè)缺點(diǎn)只出現(xiàn)在啟動(dòng)速度快但不可控的低成本簡單穩(wěn)壓器中,，這個(gè)問題本文將在后面予以討論,。

　　圖2給出了同步降壓開關(guān)穩(wěn)壓器的一個(gè)方框圖。降壓開關(guān)穩(wěn)壓器使用兩個(gè)開關(guān)來產(chǎn)生工作周期等于VOUT/VIN的脈沖串,。當(dāng)負(fù)載變化時(shí),，該穩(wěn)壓器的反饋控制環(huán)通過調(diào)制固定頻率脈沖串的脈沖寬度(或既調(diào)制脈沖頻率也調(diào)制脈沖寬度)來不斷調(diào)整電壓，從而產(chǎn)生了 “脈沖調(diào)寬”(PWM)這個(gè)術(shù)語,。然后,，用感容濾波器(LC輸出濾波)對方波脈沖串進(jìn)行濾波，進(jìn)而得到帶有三角形輸出電壓紋波的直流輸出電壓,。

　　
       不論采用固定頻率還是可變頻率的PWM,，轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都對輸出紋波產(chǎn)生影響。在負(fù)載變化范圍內(nèi),，固定頻率PWM轉(zhuǎn)換器的控制環(huán)使用帶有負(fù)反饋環(huán)的偏差放大器通過調(diào)制脈沖寬度來調(diào)整輸出電壓,。

　　這些穩(wěn)壓器的輸出紋波等于電感紋波電流與輸出電容的等價(jià)串聯(lián)電阻(ESR)的乘積。因而,，選擇較大的電感(高于必需值)和ESR較小的輸出電容可以降低輸出紋波,。然而， ESR低的輸出電容將使反饋環(huán)更加難以補(bǔ)償,。幸好,，電源芯片制造商們提供的電源設(shè)計(jì)軟件可以極大地縮短固定頻率PWM轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)時(shí)間,。大多數(shù)變頻轉(zhuǎn)換器的控制環(huán)包含帶有時(shí)間或電壓滯環(huán)的比較器，該比較器在輸出電壓低于或高于參考電壓時(shí)把開關(guān)接通或斷開,。同固定頻率轉(zhuǎn)換器相比,，由于其控制環(huán)有所簡化，這些滯環(huán)轉(zhuǎn)換器所需要的設(shè)計(jì)時(shí)間較短,。另外,，因?yàn)樵摫容^器在輸出下降到比較器的參考電壓之下時(shí)幾乎立即接通開關(guān)，同帶有有限帶寬控制環(huán)的固定頻率轉(zhuǎn)換器相比,，滯環(huán)轉(zhuǎn)換器對電流升高(暫態(tài))的響應(yīng)速度更快,。然而，滯環(huán)轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行需盡可能降低輸出紋波,。

　　同線性穩(wěn)壓器相比,，開關(guān)穩(wěn)壓器的效率更高(典型值為85到95%)，但通常芯片和支持元件的成本都較高,、設(shè)計(jì)時(shí)間較長且板面積較大,。同線性穩(wěn)壓器相比，開關(guān)穩(wěn)壓器的另一個(gè)缺點(diǎn)是開關(guān)噪聲(如EMI)和輸出紋波較大,。通過仔細(xì)選擇元件(如選用帶有屏蔽的電感和低ESR的輸出電容)和適當(dāng)?shù)夭贾秒娐钒蹇梢园验_關(guān)噪聲降下來,。在開關(guān)頻率可變時(shí)，滯環(huán)轉(zhuǎn)換器可能會(huì)產(chǎn)生難以濾除的輸出電壓紋波和輻射,。

　　然而,，當(dāng)輸出電流較大、輸入輸出之間的差別較大或輸入電源的功率受到限制時(shí)(如廉價(jià)的墻磚電源),，只有開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以提供足夠高的效率并降低功率熱損失,。

　　目前，市場上提供各種不同集成水平的降壓開關(guān)轉(zhuǎn)換器,。插入式(Drop-in)模塊的設(shè)計(jì)靈活性有限且成本偏高，但所需要的設(shè)計(jì)時(shí)間最少,，僅僅需要一個(gè)輸入和輸出電容,。在另一個(gè)極端是一些要求外部開關(guān)以及電感、濾波電容和補(bǔ)償元件的控制器,。這些控制器設(shè)計(jì)靈活性最高,，如果付出足夠的設(shè)計(jì)努力，可以成為性能價(jià)格比最高的方案,，但所占用的板空間通常也最大,。介于這兩者之間的是集成型FET降壓轉(zhuǎn)換器，同控制器相比,，所要求的板面積較小,，設(shè)計(jì)靈活性也相對較小,，而方案總成本也各不相同。同步式轉(zhuǎn)換器/控制器的兩個(gè)開關(guān)都使用晶體管來實(shí)現(xiàn),，因而同低側(cè)開關(guān)使用二極管的轉(zhuǎn)換器相比,，通常效率更高，特別是在輸出電壓低于2V時(shí),。因而,，要在線性穩(wěn)壓器、固定頻率控制器/轉(zhuǎn)換器或滯環(huán)控制器/轉(zhuǎn)換器之間做出正確選擇,，需要綜合考慮應(yīng)用系統(tǒng)的要求以及效率,、成本和尺寸等因素。        轉(zhuǎn)換器輸出電壓的精度

　　大多數(shù)FPGA和DSP內(nèi)核和I/O軌的直流容差依然是±5%,；然而,，一些內(nèi)核軌及其它一些芯片電源軌的容差已經(jīng)降低到±3%。對某個(gè)特定的芯片,，容差范圍的低端(–5或–3%)通常是確保某些性能要求(如DSP運(yùn)行速度)可達(dá)的最小電壓,。該范圍的較高端可能接近于該芯片的絕對最高運(yùn)行電壓。理解電源的直流容差的計(jì)算方法不僅對保證系統(tǒng)的性能很重要,，對保證系統(tǒng)的可靠性也很重要,。直流容差不包含由負(fù)載階躍的暫態(tài)所產(chǎn)生的電壓驟降(dip)。負(fù)載階躍的暫態(tài)發(fā)生在由POL轉(zhuǎn)換器供電的數(shù)字器件快速提高負(fù)載電流要求的時(shí)候,。直接影響電源直流容差的因素包括參考電壓容差,、反饋電阻容差以及該芯片的線調(diào)解指標(biāo)和負(fù)載調(diào)解指標(biāo)。

　　圖3給出的例子摘自TPS54310可調(diào)降壓開關(guān)轉(zhuǎn)換器的性能說明書,。

　　
       假設(shè)輸入軌為5V ±10%,，直流輸出負(fù)載的范圍為100mA到3A，表1計(jì)算了1.2V ±5%的輸出電壓在負(fù)載暫態(tài)過程中可以驟降(仍在調(diào)解范圍內(nèi))的百分比,。線調(diào)解指標(biāo)和負(fù)載調(diào)節(jié)指標(biāo)隨器件變化,，甚至來自同一家電源IC制造商的器件也是如此，所以在計(jì)算中使用它們時(shí)必須小心,。大多數(shù)最新的轉(zhuǎn)換器都帶有電壓前饋,，幾乎消除了輸出電壓對輸入電壓的依賴并使

線調(diào)解幾乎可忽略。負(fù)載調(diào)節(jié)是電源芯片的環(huán)路增益的函數(shù),；較高的環(huán)路增益有較好的負(fù)載調(diào)解能力,。請注意，許多輸出電壓固定并帶有內(nèi)部補(bǔ)償?shù)霓D(zhuǎn)換器的輸出電壓精度更高,，因?yàn)檩敵鲭妷嚎梢酝ㄟ^調(diào)整內(nèi)部反饋電阻進(jìn)行設(shè)定,。

　　在表1的例子中，在輸出電壓下降到–5%最低容差之前,，只有1.2V的2.843%或34.1mv的空間可用于負(fù)載瞬時(shí)驟降,。在轉(zhuǎn)換器做出響應(yīng)之前,，電源軌上的電容必須能夠提供這個(gè)負(fù)載電流，否則該電壓將降到規(guī)范以下,。為處理負(fù)載暫態(tài)過程,，可以把不同容量且串聯(lián)電阻低的電容和電感并聯(lián)。如何確定這個(gè)“解耦網(wǎng)絡(luò)”的電容容量以及它們將如何影響轉(zhuǎn)換器的響應(yīng)時(shí)間,，本文將在后面進(jìn)行討論,。

　　
       實(shí)現(xiàn)電源軌的受控單調(diào)上升

　　最后推薦的電源設(shè)計(jì)方案是在啟動(dòng)時(shí)單調(diào)上升，在圖4的上圖所示,。

       大容量電容的容量過大將迫使POL轉(zhuǎn)換器在啟動(dòng)期間進(jìn)入電流限制,，進(jìn)而可能使轉(zhuǎn)換器反復(fù)進(jìn)出熱停機(jī)狀態(tài)而永遠(yuǎn)不會(huì)達(dá)到期望的穩(wěn)壓輸出。對快速啟動(dòng)型線性穩(wěn)壓器而言,，一個(gè)很常見的啟動(dòng)問題是,，如果輸入電源在啟動(dòng)時(shí)電壓下降，在輸入電容重新充電之前將暫時(shí)激活該穩(wěn)壓器的欠壓鎖定(UVLO),。這引起該調(diào)解器重復(fù)地短時(shí)停機(jī)然后恢復(fù),，導(dǎo)致輸出電壓振蕩并最終鋸齒狀上升到終值電壓。圖5顯示了由一個(gè)樣板電源供電的快速啟動(dòng)型線性穩(wěn)壓器的例子,，輸入電源的電壓下降,，激活UVLO并停機(jī)，該過程重復(fù)進(jìn)行,，最終達(dá)到期望的穩(wěn)壓輸出,。

　　只有少數(shù)線性穩(wěn)壓器帶有可以控制啟動(dòng)過程的軟啟動(dòng)功能。在啟動(dòng)時(shí),，除非進(jìn)入熱限制或輸入軌電壓被拉下來,，這些穩(wěn)壓器向輸出電容提供最高到其電流限定值的充電電流(如圖5所示)。不管是內(nèi)部固定的還是外部可調(diào)的,，所有的開關(guān)轉(zhuǎn)換器都帶有某種軟啟動(dòng),。把跟在直流/直流轉(zhuǎn)換器之后的FET用作電流限制開關(guān)可以實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)。圖6和圖7顯示了此類應(yīng)用的一個(gè)實(shí)例和軟啟動(dòng)的結(jié)果,。

　　線性穩(wěn)壓器和開關(guān)轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)的常用方案有兩種,，即參考電壓控制或電流限制控制。在這兩種方案中,，都使用一個(gè)小的外部電容(在皮法到1μF的范圍)來控制軟啟動(dòng)定時(shí),。電壓控制的軟啟動(dòng)通常通過慢慢提升參考電壓來實(shí)現(xiàn),。因?yàn)榉答伃h(huán)迫使該轉(zhuǎn)換器提供足夠的電流使輸出電壓跟隨參考電壓,，輸出電壓提升的速度(dv/dt)正比于在軟啟動(dòng)期間提供參考電壓的啟動(dòng)電容。設(shè)定輸出電壓的上升速度所需要的外部電容值由一個(gè)簡單的定時(shí)方程來決定,。假設(shè)突入電流(inrush current)由充電大容量電容CBulk決定,，突入電流將是固定的(i = CBulk dv/dt),，如圖4所示。讓兩個(gè)這類軟啟動(dòng)共享同一個(gè)的軟啟動(dòng)電容可以實(shí)現(xiàn)在本系列論文第一部分所討論的比率(ratiometric)排序,。

　　
       當(dāng)使用電流限制控制的軟啟動(dòng)時(shí),，轉(zhuǎn)換器緩慢地或以步進(jìn)方式把電流限制提升到最大值。此時(shí),，該轉(zhuǎn)換器看起來像一個(gè)電流源,，把一個(gè)慢慢提高的電流提供給負(fù)載。由于電壓反饋環(huán)仍然試圖提供期望的輸出電壓,，所以該轉(zhuǎn)換器將提供電流限制和各種熱保護(hù)所允許的最大電流,。輸出電壓的提升速率(dv/dt)是輸出電壓的絕對數(shù)值(即一個(gè)1.2V軌將比3.3V軌提升的更快)、該軌上的阻性和容性裝載以及該轉(zhuǎn)換器的電流限制設(shè)定值的函數(shù),。

       負(fù)載躍變所產(chǎn)生的暫態(tài)過程

　　不論依賴于傳統(tǒng)PWM轉(zhuǎn)換器的環(huán)路帶寬還是依賴于磁滯轉(zhuǎn)換器的固定的開關(guān)時(shí)間,，所有POL直流/直流轉(zhuǎn)換器都有有限的暫態(tài)響應(yīng)時(shí)間。圖8顯示了低電流線性穩(wěn)壓器對輸出負(fù)載電流變化(如一行引起DSP完成復(fù)雜運(yùn)算的代碼)的響應(yīng),。

　　使用低ESR和低ESL(等效串聯(lián)電感)的輸出電容有助于減小暫態(tài)下垂,。然而，為了幫助該轉(zhuǎn)換器應(yīng)付階躍暫態(tài),，幾乎總需要在該電源軌的輸出端另外附加電容,，并需要增加局部旁路電容。圖8顯示了負(fù)載階躍暫態(tài)過程的傳播和由解耦網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的抑制作用,。不同容量的電容抑制不同頻率的負(fù)載階躍暫態(tài)成分,，以至于POL轉(zhuǎn)換器(從根本上說，其輸入電源)被迫只能小幅度支持該階躍負(fù)載的低頻成分,。例如,，如果FPGA或DSP產(chǎn)生1000 A/μs的負(fù)載階躍，由于解耦網(wǎng)絡(luò)對該暫態(tài)的抑制作用,，該轉(zhuǎn)換器被迫只能對1A/μs的暫態(tài)做出反應(yīng),。

　　
       小電容(在幾皮法到1μF的范圍)處理負(fù)載階躍的高頻成分。1到22 μF的電容處理中頻成分,，從47到1000μF的 低ESR大容量電容處理低頻成分,。優(yōu)化解耦網(wǎng)絡(luò)(即把所增加的電容量降到最小)的常見方法是目標(biāo)阻抗方法，參考文獻(xiàn)4全面介紹了該方法,。該方法要求設(shè)計(jì)者知道被供電器件的負(fù)載階躍暫態(tài)的最壞情況(如在0.5 μs從200mA上升到2.2A或4A/μs階躍的持續(xù)時(shí)間為10μs)并對POL轉(zhuǎn)換器的暫態(tài)響應(yīng)能力有所了解,。

　　如果POL轉(zhuǎn)換器的位置遠(yuǎn)離被供電的數(shù)字IC和/或板布局要求電源軌使用窄的箔線和/或小的過孔連接到負(fù)載，則需要為如圖9所示的模型提供板電阻和電感的近似值,。

         對大多數(shù)FPGA和DSP應(yīng)用來說,，負(fù)載階躍暫態(tài)的最壞情況大多是未知的，因而,，使用經(jīng)驗(yàn)法則來設(shè)計(jì)解耦網(wǎng)絡(luò)更為簡單一些,。例如,，常常根據(jù)數(shù)字IC所使用的電源引腳總數(shù)(或根據(jù)每個(gè)部分所使用的電源引腳數(shù))按某個(gè)比例來放置各類電容(高、中,、低頻),。這種解耦網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法是有效的，但趨向于過設(shè)計(jì),，沒有充分利用線性穩(wěn)壓器的或開關(guān)轉(zhuǎn)換器的暫態(tài)響應(yīng)能力并因加入了額外的電容而占用較大的板空間,。

　　可以采用經(jīng)驗(yàn)法則相互獨(dú)立地完成解耦網(wǎng)絡(luò)和POL轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)。但這種方法存在一個(gè)風(fēng)險(xiǎn),，POL轉(zhuǎn)換器可能會(huì)因?yàn)榻怦罹W(wǎng)絡(luò)的附加電容而變得不穩(wěn)定,，因而需要對該轉(zhuǎn)換器在輸出端的總電容進(jìn)行補(bǔ)償。TI公司在power.ti.com/swift網(wǎng)址提供的參考文件和設(shè)計(jì)軟件可以對轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)和補(bǔ)償提供幫助,。人為地把一個(gè)負(fù)載階躍暫態(tài)加到轉(zhuǎn)換器的輸出端并觀察因該轉(zhuǎn)換器響應(yīng)該暫態(tài)而產(chǎn)生的輸出電壓振鈴(振蕩)是另一種確定轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定性的方式,。作為一個(gè)經(jīng)驗(yàn)法則，如果該轉(zhuǎn)換器在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)之前振蕩三次以上,，則認(rèn)為系統(tǒng)瀕臨不穩(wěn)定(欠阻尼),。如果響應(yīng)較慢且沒有振鈴或超調(diào)，則可認(rèn)為系統(tǒng)是非常穩(wěn)定的(過阻尼),。

　　PC處理器可以發(fā)生多個(gè)在1000A/μs的范圍內(nèi)的負(fù)載階躍暫態(tài),，所以既需要保證POL轉(zhuǎn)換器的暫態(tài)過程短也需要較大的解耦網(wǎng)絡(luò)。為降低解耦網(wǎng)絡(luò)的成本并減小它所使用的板空間,，PC母板制造商現(xiàn)在使用目標(biāo)阻抗方法(或類似方法)來減少電容的數(shù)量和充分利用直流/直流轉(zhuǎn)換器的暫態(tài)能力,。與PC處理器相比，目前單獨(dú)的FPGA和DSP應(yīng)用的功率和開關(guān)速度均較低,。所以,，除非FPGA或DSP產(chǎn)生類似于PC處理器的負(fù)載階躍或解耦網(wǎng)絡(luò)的尺寸太大或成本太高，確定解耦網(wǎng)絡(luò)尺寸的經(jīng)驗(yàn)法則是在設(shè)計(jì)的最優(yōu)度和快速上市之間進(jìn)行合理的折衷,。

　　本文小結(jié)

　　對于多軌應(yīng)用,，要在線性穩(wěn)壓器和各種類型的開關(guān)轉(zhuǎn)換器之間做出合適的選擇，不僅需要綜合考慮尺寸,、效率和成本,，也必須考慮通電順序和啟動(dòng)電流管理等問題。另外,，為了在負(fù)載階躍暫態(tài)過程中保持調(diào)節(jié),，轉(zhuǎn)換器很可能需要借助于解耦電容。