準(zhǔn)諧振(QR) 開關(guān)型電源(SMPS)的主要特點(diǎn)是輸入電壓變化時(shí)的頻率變動(dòng),。
對于一個(gè)反激電源,,其輸出端提供的功率遵循以下等式:
其中: LP 是初級電感, IP 是初級峰值電流,,F(xiàn)SW 是開關(guān)頻率,,而h則為效率。
因?yàn)?LP 和 h 是固定的,,因而當(dāng)開關(guān)頻率FSW變化時(shí),, IP 必須反向改變才能維持恒定的功率輸出。當(dāng)輸入電壓VIN升高時(shí),,F(xiàn)SW也增加: 因此,,IP 需要根據(jù)反饋環(huán)路的要求相應(yīng)減小。在寬范圍的電源應(yīng)用中,,要獲得恒定的輸出功率,,當(dāng)輸入電壓從高到低變化時(shí),峰值電流幾乎要增加一倍,。但是QR控制器只有過流保護(hù)的特性,,這是結(jié)構(gòu)問題的一部分:對峰值電流進(jìn)行監(jiān)視,當(dāng)達(dá)到最大允許值時(shí),,控制器電路會(huì)檢測到過載,。但是,如果電源設(shè)計(jì)為在最低輸入電壓(最壞情況)條件下提供額定輸出功率,,那么在較高的輸入電壓下電源將要提供更多的功率(比寬范圍電源應(yīng)用的需要高三倍以上),。這是反激等式的后果。
補(bǔ)償這種效應(yīng)的經(jīng)典方法是在電流檢測引腳上建立一個(gè)偏置,,它會(huì)以輸入電壓VIN的函數(shù)補(bǔ)償峰值電流的變化,。這可以通過從高壓電源到電流檢測信息端連接一個(gè)補(bǔ)償電阻來實(shí)現(xiàn)(參見圖1a):這一技術(shù)叫做過載保護(hù)。
圖1a,,OPP的標(biāo)準(zhǔn)解決方案
然而這種方案并非經(jīng)??尚校篊S引腳可能要用于另一功能,或者為了抑制噪聲引腳電阻必須保持在較低狀態(tài),,這就強(qiáng)迫使與電流檢測信息端串連的電阻(RCS)采用低值,,要求一個(gè)低補(bǔ)償電阻RCOMP,浪費(fèi)了許多功率:當(dāng)目標(biāo)為低待機(jī)功率時(shí),,這種解決方案不可接受,。
為了解決這個(gè)問題,可以使用輸入電壓的一部分,,以便降低RCOMP上的電壓降:那么,,就可以忽略浪費(fèi)在電阻上的功率,。
這可以用輔助繞組的正向電壓來實(shí)現(xiàn):在正激繞組上,在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)存在一個(gè)正比于VIN的電壓,。大多數(shù)時(shí)間里,,反激輔助繞組已經(jīng)供電給控制器,同時(shí)也檢測磁心去磁:通過改變繞組的配置,,可以產(chǎn)生反激信息用于去磁檢測(在關(guān)閉時(shí)間內(nèi)),,并且在同一個(gè)繞組上結(jié)合正激信息用于過載補(bǔ)償(在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi))。在輔助繞組中串聯(lián)一個(gè)二極管,,我們可以獲得正向電壓(參見圖1b),。這個(gè)正向電壓和N.VIN成正比(N是初級繞組和輔助繞組之間的匝數(shù)比)。增加RFWD以在正激工作中提供反向電流,。
圖1b,實(shí)際電路,,減小補(bǔ)償損失
知道正向電壓和串連電阻RCS的值以后,,計(jì)算在高輸入電壓時(shí)建立對電流檢測信號(hào)預(yù)期的偏置所需的補(bǔ)償電阻RCOMP的值就變得較為簡單了。
在安森美半導(dǎo)體NCP1207的演示板上還裝有D11N4448二極管,,RCS=680Ω,,RCOMP=18kΩ,RFWD=4.7kΩ,對于100Vdc保護(hù)在60W觸發(fā),對于365Vdc保護(hù)在70W觸發(fā),,而沒有補(bǔ)償時(shí),100Vdc為55W,,365Vdc為165W(參見圖2),。
圖 2,補(bǔ)償措施應(yīng)用于QR控制器時(shí)提供的最大輸出功率和 VIN 的關(guān)系
圖3和圖4明確顯示了補(bǔ)償?shù)男Ч?,兩圖在相同的負(fù)載條件下測得,。高線電壓時(shí)有一個(gè)較大的附加補(bǔ)償偏移量(圖3),而低線電壓時(shí)偏移量可忽略(圖4),。
圖3,,VIN = 365Vdc時(shí)的線路電壓補(bǔ)償
圖 4,VIN = 100Vdc時(shí)的線路電壓補(bǔ)償