0 引言

　　傳統(tǒng)的反激變換器" title="反激變換器">反激變換器，因其相對簡單的電路結(jié)構(gòu)以及能實現(xiàn)升降壓功能而在DC／DC場合中得到了廣泛使用．但是,，由于反激變換器的變壓器同時還兼作為電路中的電感使用,，所以氣隙較大，不可避免的漏感也較大,。在電路原邊開關(guān)管關(guān)斷時,，該漏感會和原邊開關(guān)管上的結(jié)電容產(chǎn)生寄生振蕩，從而在原邊丌關(guān)管上產(chǎn)生電壓尖剌,，使之承受高的電壓應力,，同時，該振蕩還是一個EMD源,，給電路帶來EMI方面的問題,。傳統(tǒng)的RCD箝位電路將存儲在變壓器漏感中的能量，全都消耗在箝位電阻上,，在一定程度卜緩解了這個壓力,，但是，降低了電路的效率,。如果采用一個有源箝位" title="有源箝位">有源箝位的電路來取代傳統(tǒng)的RCD箝位電路的話,，就能很好地解決這個問題。

　　1 有源箝位電路

　　典型的有源箝位電路如圖1所示。

　　有源箝位的反激變換器除了能將漏感上的能量反饋到輸出,，提高電路效率外,，還具有以下幾個優(yōu)點：首先，電壓箝位效果良好,，能減少開關(guān)管上的電壓應力,；其次，電路原邊的主管和輔管都可實現(xiàn)ZVS,，從而減少電路的開關(guān)損耗,。這個特性對于高壓輸入的場合特別重要。由于開關(guān)管上的電壓是諧振到零的,，這樣既限制了電壓關(guān)斷時的dv／dt,，同時箝位電容和變壓器原邊諧振電感的諧振還限制了副邊整流管關(guān)斷時的di／dt；通過恰當?shù)卦O(shè)計箝位電容的值,，還可以實現(xiàn)副邊整流二極管的ZCS,，從而減少或消除了整流管的開關(guān)損耗和由于二極管反向恢復引起的開關(guān)噪聲，從而有效地減少了電路的EMI,。

　　正是由于這些優(yōu)點,，有源箝位反激變換器受到廠業(yè)界的重視。該電路不但可以作為普通的DC／DC變換器使用,，而且還可以用作一個性能優(yōu)良的PFC電路,。

　　傳統(tǒng)的反激變換器中存在著“電感電流連續(xù)(CCM)”和“電感電流斷續(xù)(DCM)”兩種不同的工作狀態(tài)。這兩種不同的工作狀態(tài)在有源箝位反激變換器當小也分別體現(xiàn)不同的工作特點,。CCM的有源箝位反激變換器和傳統(tǒng)的反激變換器一樣,，在一個開關(guān)周期內(nèi)，變壓器原邊的激磁電流始終大于零,；而DCM的有源箝位反激變換器中變壓器原邊的激磁電流卻會出現(xiàn)斷續(xù)的狀態(tài),，當激磁電

　　流到零的時候，在箝位電容的作用下,，變壓器原邊的激磁電流將反向流動,，從而在一個開關(guān)周期內(nèi)體現(xiàn)為一個正負交變的量。文獻[4]詳細地分析了CCM狀態(tài)下的有源箝位反激變換器的工作過程以及設(shè)計中的注意事項,。從中可知,，CCM狀態(tài)下的有源箝位反激變換器同傳統(tǒng)的反激變換器一樣，具有電流紋波小,，電路導通損耗小,，適合于功率大的輸出場合等優(yōu)點。但該工作狀態(tài)需要一個外加諧振電感來實現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS(如圖1中的Lr),，而且軟開關(guān)" title="軟開關(guān)">軟開關(guān)的實現(xiàn)和負載有關(guān)．只能在一定的負載范圍內(nèi)實現(xiàn),。

　　但是,，保證電路在全范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)有著重大的現(xiàn)實意義，因為,，全范圍軟開關(guān)能保證整個電路的工作狀態(tài)一致,，特別是保證電路的EMl的性能一致，從而減小了整個電路的EMI濾波器,。為此，本文對有源箝位反激變換器進行了優(yōu)化設(shè)計,，以保證整個電路從空載到滿載范圍內(nèi)都能實現(xiàn)軟開關(guān),。

　　文章首先對電路的工作狀態(tài)進行了詳細的分析，而后給出了電路當中關(guān)鍵元器件的設(shè)汁依據(jù),，最后,，用一個100W／100kHz的樣機驗證了該電路的高效率和優(yōu)良的全負載范圍內(nèi)的軟開關(guān)特性。

　　2 電路的工作原理

　　圖1是有源箝位反激變換器的基本原理圖,。圖中Lr為變壓器的漏感,，Lm為變壓器原邊的激磁電感，Cr為主管和輔管的等效結(jié)電容之和,，Cc為電路的有源箝位電容,，Vin為輸入直流電壓，Vo為輸出電壓,，Vcc為箝位電容穩(wěn)態(tài)工作時電壓,。

　　圖2是有源箝位反激變換器的等效工作狀態(tài)圖。圖3表明了有源箝位反激變換器穩(wěn)態(tài)工作時的幾個關(guān)鍵波形,。電路的工作狀態(tài)如下所述,。

　　Mode1[t0，t1] 在t0時刻,，主管S1導通,，輔管S2關(guān)斷。輸出整流二極管D1承受反向電壓,。S2的體內(nèi)反并聯(lián)二極管也反向偏置,。Lm和Ln上的電流在Vin的作用下線性上升。

　　Mode 2[t1,，t2] 在t1時刻,，Sl關(guān)斷。Lm和Lr一起同Cr進行諧振,，利用激磁電流(此時激磁電流與流過漏感的電流相等)給Cr充電,。S2處于關(guān)斷狀態(tài)，S2體內(nèi)二極管繼續(xù)反向偏置,。

　　Mode 3[t2,，t3] 在t2時刻,， Cr被充電到vDS1=Vin+Vcc（Vcc≈nVo）為箝位電容穩(wěn)態(tài)工作時的電壓)；此時,，S2的體內(nèi)二極管開始導通,，Lm和Lr同Cc進行諧振，利用激磁電流給Cr充電,。由于Cc遠大干Cr幾乎所有的激磁電流都通過二極管流向箝位電容,，同時Lm和Lr進行分壓，勵磁電壓即變壓器一次電壓Vpri為

　　Mode,，4[t3,，t4] 在t3時刻，vpri足夠的小,，D1正向?qū)?。變壓器的原邊電壓就被箝位在nVo。這時,，Lr和Cc進行諧振,，利用激磁電流給Cr充電。為了能實現(xiàn)S2的ZVS,，S2必須在諧振電流反向之前觸發(fā)導通,。

　　Mode 5[t4，t5] 在t4時刻,，S2關(guān)斷,，使得Cr詖迅速地從電路中斷開。同時,，Lr和Cr諧振,，變壓器的原邊電壓仍然被箝位在nVo。當Lr上面的電流等同于Lin上的電流時,，副邊電流減少到零,，D1反向截至，變壓器原邊的電壓開始反向,。

　　Mode 6[t5,，t6] 在t5時刻，儲存在Lr和Lm內(nèi)的能量大于儲存在Cr中的能量,，Cc上的電荷將被放完,，同時，S1的體二極管開始導通,；如果在這個時間段內(nèi)S1被觸發(fā)導通,，那么就可以實現(xiàn)ZVS。同時,，對于Lin和Lr而言,，兩端的電壓為Vin,，電感上的電流又開始線性上升。在t6時刻,，S1導通,，進入下一個開關(guān)周期，開關(guān)周期Ts=t6-t0,。

　　從上面的分析可以得巾以下結(jié)論：該電路正是通過讓有源箝位的反激變換器工作在DCM狀態(tài)下,，利用變壓器原邊激磁電感參與電路的諧振，在S1導通之前,，利用變壓器原邊激磁電感上的能量將結(jié)電容Cr上的電壓諧振到零,，從而實現(xiàn)電路的ZVS。閱此．該電路就不需要再外加一個諧振電感來實現(xiàn)ZVS,。所以，在文獻[4]中,，Lr為變壓器的漏感和外加的諧振電感之和,，而在本文中，Lr僅為變壓器的漏感,。

　　在低功率,，高電壓的場合，該電路的優(yōu)點不僅局限在全范圍軟開關(guān)上,，而且還省去了外加諧振電感,。因為，如果想在低功率,、高電壓的場合將結(jié)電容Cr上的電壓諧振到零,，該諧振電感的取值可能高達幾百μH。

　　但是,，和傳統(tǒng)的反激電路的DCM的工作狀態(tài)一樣,，該電路的最大的缺點就是其電流紋波比較大，因為,，電路原邊電流中始終存在一個和輸出功率無關(guān)的交流分量,，這個交流分量將在原邊的開關(guān)管上產(chǎn)生不必要的導通損耗，而且由于設(shè)計在斷續(xù)工作狀態(tài)下,，這個交流分量的峰峰值比CCM來得高,，從而將在一定程度上影響電路的效率。

　　3 電路的工作特點和主要元器件設(shè)計

　　為了保證電路具有良好的工作狀態(tài),，從而在全范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān),，電路中的關(guān)鍵元器件的設(shè)計顯得相當重要。

　　3.1 變壓器的設(shè)計(激磁電感Lm的設(shè)計)

　　在電路中變壓器小儀傳遞能量,，而且還充當儲能元件,，另外,，該激磁電感還參與了和結(jié)電容Cr的諧振，是保證電路在全范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)的重要因素,。

　　為了保證該有源箝位反激變換器工作在DCM狀態(tài)下,，該激磁電感值不可能太大。其設(shè)計思路和傳統(tǒng)的OCM反激變換器的變壓器設(shè)計是完全一致的,。

　　——DCM有源箝位反激電路原邊激磁電感電流的最大直流平均值為

　　式中：Iin為輸入電流,；

　　Iin為輸出電流；

　　D為S1的占空比,；

　　n為變壓器原副邊的匝比,。

　　一一為了讓電路能實現(xiàn)軟開關(guān)，則必須在S2關(guān)斷的時候,，使Lm中存儲的能量能保證將Cr上的電壓諧振到零,。所以，激磁電感中的最小電流Icri必須滿足式（3）,。

　　式中：fs為電路的工作頻率,。

　　由于該變換器原邊通過的電流可以分解成為直流分量和交流分量兩部分。其中直流分量的大小和輸出功率成正比,，而交流分量的大小僅僅和輸入電壓的高低和變壓器的原邊激磁電感的大小有關(guān),，這部分能量只是在原邊進行環(huán)流，該值的大小決定了電路原邊廾關(guān)管上的電流峰值以及由此而產(chǎn)生的開關(guān)管的導通損耗,。所以,，輸入電壓一定時，在保證電路全范圍軟開關(guān)的正常工作條件下,，原邊激磁電感值應盡可能大,。

　　3.2 箝位電容Cr的設(shè)計

　　由于Cc和Lm的諧振斜率還決定了副邊整流管關(guān)斷的di／dt；所以,，完全可以通過Cc的恰當設(shè)計,，來實現(xiàn)副邊整流二極管的ZCS，從而達到減小整流二極管的開關(guān)損耗,，消除由于二極管的反向恢復引起的開關(guān)噪聲,，減小了電路的EMI的目的。通過分析得知,，只要滿足式(5)就可以實現(xiàn)整流二極管的ZCS,，

　　式中：toff為S1的關(guān)斷時間。

　　但是,，對應相同的輸出電流,，諧振電流越早到零意味著通過二級管的電流峰值將越高。這也就增大了二極管上的電流應力,，增加了電路輸出電流的紋波,，加大了輸出電容上的電流應力,，給電路帶來一定的導通損耗。所以,，為了能充分地利用toff這段時間,，減小電路的輸出電流紋波，最好能讓電路的諧振周期設(shè)計在2toff(輸出功率最大時候的toff)上,。

　　除了能決定整流二級管的ZCS外,，從式(6)可以得知，Cc的大小還在一定的程度亡決定了S1和S2的電壓應力,。

　　3.3 主開關(guān)功率管S1的選擇

　　3.3.1 S1的電壓應力

　　3.4 輔開關(guān)功率管S2的選擇

　　S2的電壓和電流耐量等同于S1,。在實際應用中，為了克服MOSFET的體二極管開關(guān)特性慢的缺點,，還可以在開關(guān)管上面再并聯(lián)一個快恢復二極管來加快開關(guān)速度,。

　　3．5 死區(qū)時間的確定

　　電路的軟開關(guān)的有效實現(xiàn)，還依賴于適當?shù)乃绤^(qū)時間的確定,。

　　1)從S2關(guān)斷到S1開通這段時間中,，必須有足夠的時間讓諧振電感將Cr上的能量抽走。這個時間為

　　如果當時激磁電感當中的能量足夠大的話,，則式(9)更為適用。所以,，實際需要的死區(qū)時間往往遠小于式(8)的計算值,，通常取式(8)和式(9)之間的一個折中值。

　　2)從S1關(guān)斷到S2開通這段時間中,，電路上表現(xiàn)出來的是激磁電感Lm和諧振電感Lr同Cr進行諧振,，利用激磁電流給Cr充電。由于Cr上面的能量相對于激磁電流而言很小,，這時可以相當于一個大小為激磁電流峰值的電流源給Cr充電的過程,。對于這個死區(qū)時間的要求為

　　4 實驗結(jié)果

　　一個100W的樣機驗證了該變換器的工作原理和優(yōu)點。

　　該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

　　輸入電壓Vin　　　AC220(1±20％)V,；

　　輸出電壓Vo　　　 DC24V,；

　　輸出電流Io　　　 0~4A；

　　輸出功率Po　　　 100W,；

　　工作頻率fs　　　 100kHz,；

　　主開關(guān)管S1　　　 SPP07N60S5；

　　箝位開關(guān)管S2　　 5PP07N60S5,；

　　整流二極管D1　　 MBR20200CT,；

　　變壓器T E140　　 原副邊的匝比為80：8；

　　箝位電容Cc　　　 630nF／600V,；

　　有源箝位控制芯片IC UCC3580—4,。

　　4.1 S1的軟開關(guān)

　　圖4(a)為S1的門極波形和DS兩端的電壓波形,，可以看出，在門極信號開通之前,，S1的DS兩端的電壓已經(jīng)到零了,，從而實現(xiàn)了ZVS。圖4(b)為S1的DS兩端的電壓波形和通過其的電流波形,，可以看到,，在DS兩端的電壓到零的時候，通過S1的電流是負方向的,，從而從另外一個角度表明了S1的體二極管先于功率管的門極信號而導通,，從而實現(xiàn)了ZVS。

　　4.2 S2的軟開關(guān)

　　圖5為S2的ZVS波形,。