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電壓關斷型緩沖器的基本類型及工作原理
摘要: 本文較深入地討論了兩種常用模式的RCD Snubber電路:抑制電壓上升率模式與電壓鉗位模式,詳細分析了其各自的工作原理,,給出了相應的計算公式,,最后通過實驗提出了電路的優(yōu)化設計方法。
Abstract:
Key words :

本文較深入地討論了兩種常用模式的RCD Snubber電路:抑制電壓上升率模式與電壓鉗位模式,,詳細分析了其各自的工作原理,,給出了相應的計算公式,,最后通過實驗提出了電路的優(yōu)化設計方法。

RCD Snubber電路的基本類型及其工作原理

RCD Snubber是一種能耗式電壓關斷緩沖器,,分為抑制電壓上升率模式和電壓鉗位模式兩種類型,,習慣上前者稱為RCD Snubber電路,而后者則稱為RCD Clamp電路,。

為了分析方便,,以下的分析或舉例均針對反激電路拓撲,開關器件為功率MOSFET,。

圖1 常用的RCD Snubber電路

抑制電壓上升率模式

對于功率MOSFET來講,,其電流下降的速度較GTR或IGBT快得多,其關斷損耗的數(shù)值要比GTR或IGBT小,,但是這個損耗對整個小功率的電源系統(tǒng)也是不容忽視的,。因此提出了抑制電壓上升率的RCD Snubber。

如圖1所示,,在開關管關斷瞬間,,反激變壓器的漏感電流需要按原初始方向繼續(xù)流動,該電流將分成兩路:一路在逐漸關斷的開關管繼續(xù)流動;另一路通過Snubber電路的二極管Ds向電容Cs充電,。由于Cs上的電壓不能突變,,因而降低了開關管關斷電壓上升的速率,并把開關管的關斷功率損耗轉移到了Snubber電路,。如果Cs足夠大,,開關管電壓的上升及其電流的下降所形成的交叉區(qū)域將會進一步降低,可以進一步降低開關管的關斷損耗,。但是Cs的取值也不能過大,,因為在每一個關斷期間的起始點(也就是開通期間的結束點),Cs必須放盡電荷以對電壓上升率進行有效的抑制;而在關斷期間的結束點,,Cs雖然能降低開關管電壓的上升時間,,但其端電壓最終會達到()(為忽略漏感時的電壓尖峰,為次級對初級的反射電壓),。

關管導通的瞬間,Cs將通過電阻Rs與M所形成的回路來放電,。Snubber的放電電流將流過開關管,,會產生電流突波,并且如果某個時刻占空比變窄,,電容將不能放盡電荷而不能達到降低關斷損耗的目的,。

可見,Snubber電路僅在開關過渡瞬間工作,,降低了開關管的損耗,,提高了電路的可靠性,,電壓上升率的減慢也降低了高頻電磁干擾。

電壓鉗位模式

RCD Clamp不同于Snubber模式,,其目的是限制開關管關斷瞬間其兩端的最大尖峰電壓,,而開關管本身的損耗基本不變。在工作原理上電壓鉗位模式RC的放電時間常數(shù)比抑制電壓上升率模式更長,。

以圖2為例分析電路的工作過程,,并且使用工作于反激式變換器的變壓器模型。反激式變壓器主要由理想變壓器,、激磁電感與漏感組成,。

圖2反激式變換器的Clamp電路

會發(fā)生高頻諧振而使開關管DS兩端電壓升高,但是由于漏感產生的VSPIKE的能量能夠及時轉移到CC中,,而使CC的端電壓從次級反射電壓VOR上升到最大值(VOR+VSPIKE);當開關管導通時,,CC通過電阻RC放電,這樣在下個周期開關管關斷前,,能夠使得CC的端電壓從(VOR+VSPIKE)恢復到VOR,。這樣,只要能夠合理設置時間常數(shù),,就能保證在一個周期內將漏感轉移到CC中的能量釋放完畢,。

CC端電壓在理想情況下基本上是恒定的,僅在充,、放電時存在一個變化量VSPIKE,。而漏感的電流始終和初級電流串聯(lián)的,所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程,。而漏感電流的下降過程是由RCD Clamp電路CC上的壓降和反射電壓VOR的差值決定的,,差值越大電流下降就越快,能量傳輸也越快,,因而效率會明顯提高,。所以,此時開關管DS的電壓為(+VOR+VSPIKE),。這樣漏感兩端的電壓將為VSPIKE(一般可取10V"20V),,如圖3所示。由法拉第定律可知因漏感引起的初,、次級能量傳輸?shù)难舆t時間為:(8)其中,,IP為在開關管關斷時電感的峰值電流。

圖3 關斷瞬間開關管DS電壓與其電流波形

如果電路參數(shù)選擇適當,,RCD Clamp電路兩端的電壓尖峰將通過CC來吸收,,并且需要達到能量平衡,因漏感而產生的能量將完全消耗在RC上。

實驗結果分析

實驗中采用一個輸出功率為3.5W的反激式開關電源樣機,,其主要參數(shù)如下:

PO=3.5W;VIN=220VAC;fs=43kHz;IP=0.1A;LP=6.63mH ;=871.3mH;NP=75;NS=12;次級對初級的反射電壓,,取VOR=80V。另取VSPIKE=20V;開關管選用SMP4N100,,其tr=18ns,。

Snubber電路參數(shù)選擇及相關波形圖

經(jīng)計算得出:

CS=2.143pF,RS=4.2k健?由于幾pF的電容不容易得到,故可以用10個22pF的瓷介電容串聯(lián)來等效代用,。有RCD Snubber電容時,,開關管兩端的電壓VDS波形見圖4;無Snubber電容的VDS波形見圖5。

圖4 有Clamp無Snubber的波形

圖5 Clamp+Snubber(2.2pF+4.2k)的波形

由圖5可以看出,,加上合適的Snubber電路后,,VDS的上升率有所減緩,因而可以轉移開關管的關斷損耗至Snubber電路的RS,。

值得注意的是,,由于實驗電源的功率很小,因而Snubber電路的電容數(shù)值很小以至作用不大,。但如果用在大功率電路中,,電容的數(shù)值會較大,因而效果將更為明顯,。

RCD Clamp電路參數(shù)選擇及相關波形圖

經(jīng)計算得出:CC=815.87pF;RC=300.19k?實際中選取CC=1nF,,Rc分別選取270k郊?00k劍⑶曳直鷦謨蠷CD Clamp及無RCD Clamp下對比兩者的實際效果。

圖6為不加Clamp電路時開關管電壓波形VDS,,其端電壓已超過600V;圖7為Clamp電路中選取RC=270k劍珻C=1nF,,端電壓為474V。

圖6 無Clamp 時的波形

圖7 Clamp:270k+1nF的波形

可見,,采用Clamp電路并選取利用公式計算出的數(shù)值,,可使開關管端電壓VDS有效地鉗位到合適的電壓水平,為實際所用,。

結語

通過適當選取RCD Snubber 的電路參數(shù),,可有效地改善開關管的開關軌跡,降低其關斷電壓的上升速率,,可以轉移開關管的損耗至Snubber電路的電阻上,,提高開關管的工作可靠性,同時改善電路的高頻電磁干擾,,但Snubber電路基本上不會提高整機的工作效率,。

反激式變換器在開關管關斷時,存在很高的電壓尖峰,,通過適當選取RCD Clamp的電路參數(shù),,可以對開關管實現(xiàn)電壓鉗位,,避免因過高的電壓尖峰使開關管受損,。但是,,因Clamp電路消耗了變壓器漏感上的能量,從而在一定程度上影響了整機的工作效率,。

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