近年來(lái),，軟件無(wú)線電(Software Radio)的技術(shù)受到廣泛的關(guān)注,。理想的軟件無(wú)線電臺(tái)要求對(duì)天線接收的模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后直接采樣，但是由于通常射頻頻率(GHz頻段)過(guò)高,，技術(shù)上所限難以實(shí)現(xiàn),，而多采用中頻采樣的方法。而對(duì)于百兆赫茲的射頻段,，可以直接射頻帶通采樣,，這就要求采樣系統(tǒng)有高的分辨率，而且其Nyquist頻率要求比較高,。本文設(shè)計(jì)的用于軟件無(wú)線電臺(tái)12 b A／D轉(zhuǎn)換器中的高精度,，高速運(yùn)算放大器，采用了增益提高電路,，在不影響頻率響應(yīng)的同時(shí),，得到普通運(yùn)放所達(dá)不到的高增益。
1 高精度,，高速度模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)運(yùn)算放大器指標(biāo)的要求
為了達(dá)到12 b的A／D,第一級(jí)轉(zhuǎn)換器出來(lái)的信號(hào)誤差必須要小于后級(jí)所能辨認(rèn)的最小精度,比如本文需要設(shè)計(jì)第一級(jí)的運(yùn)算放大器,，他后面一級(jí)的最小分辨力是10 b,，那么，所設(shè)計(jì)的這個(gè)放大器的誤差系數(shù),。
本文設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器,，用在12 b模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用流水線結(jié)構(gòu),，每一級(jí)的比特?cái)?shù)為2.5 b,，電路的方框圖如圖1所示。
圖1中放大器接成負(fù)反饋形式,，CS是輸入采樣電容,，Cf是環(huán)路反饋電容，在2.5 b每級(jí)的應(yīng)用中,，CS=3Cf,，閉環(huán)增益是4倍，這種2.5 b每級(jí)的結(jié)構(gòu),，比傳統(tǒng)的1.5 b每級(jí)的結(jié)構(gòu),，放大器的數(shù)目減少了一半，可是由于閉環(huán)放大倍數(shù)變大了1倍,，所以,，反饋因子減小到一半，可以算出,，運(yùn)放的反饋因子大約為：
上式中的β為反饋系數(shù),，Copamp是運(yùn)算放大器的反饋電容。
運(yùn)算放大器可能會(huì)導(dǎo)致靜態(tài)誤差和動(dòng)態(tài)誤差,，靜態(tài)誤差是由于運(yùn)放的直流增益不可能為無(wú)窮大而導(dǎo)致的,，而動(dòng)態(tài)增益是由于運(yùn)放的響應(yīng)速度不可能為無(wú)窮快而導(dǎo)致的，經(jīng)過(guò)分析,，可以得到靜態(tài)誤差的方程,，表示為直流增益ADC和反饋系數(shù)的函數(shù)，如下：
為了分析所設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器的速度要求,，需要把所能容忍的誤差系數(shù)和電路的建立時(shí)間(Settling Time)聯(lián)系起來(lái),，為了便于分析，我們先分析環(huán)路中只有一個(gè)主極點(diǎn)的情況,，利用一階響應(yīng)三要素法,，因?yàn)樾枰O(shè)計(jì)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器的工作頻率是100 MHz，所以放大器的建立時(shí)間tsettle要小于4.5 ns,，立即可以得到放大器的單位增益帶寬為：
利用式(2),，式(3)，可以得到滿足12 b A／D轉(zhuǎn)換器要求的指標(biāo),，如表1所示,。
2 電壓增益模型
基本的增益提升技術(shù)應(yīng)用于Telescopic放大器的電路如圖2所示,，圖中的MN1，MN2,，MP1和MP2組成了基本的Telescopic放大器,，但是若不采取其他措施，在0.13 μm工藝的條件下,，電壓增益通常只能到60 dB,，而從前面的分析來(lái)看，這樣的增益是不夠的,。
圖中的OPp和OPn是兩個(gè)增益提高電路,，有了這兩個(gè)輔助的放大器之后，輸出電阻可以表示成為：
式(4)中忽略了襯底效應(yīng)和高階效應(yīng),，通過(guò)上面的方程,，可以看出，電壓增益在原來(lái)的基礎(chǔ)上提高了很多,。比如,，0Pp和OPn的增益各為40 dB，那么加上原來(lái)主運(yùn)放的增益,，我們能夠輕易得到100 dB的增益,，完全滿足12 b數(shù)模轉(zhuǎn)換器的精度要求。
3 頻率響應(yīng)模型
增益提高技術(shù),，雖然大幅度提高了放大器的電壓增益,，但是電路變復(fù)雜了，頻率響應(yīng)必然受到影響,，為了分析這種技術(shù)給主運(yùn)放帶來(lái)的影響，可以畫出頻率響應(yīng)小信號(hào)等效電路圖,，如圖3所示,。
圖3表明，電路的主極點(diǎn)是在輸出點(diǎn),，負(fù)載電容大,，輸出電阻非常高，極點(diǎn)的位置在p1=1／(2πRoutCload),。主運(yùn)放的第二個(gè)極點(diǎn)在點(diǎn)①處,，電容是①點(diǎn)的寄生電容，Boot-ser的輸入電容,，M1管的Miller電容CGD,，和M2管子的源極輸入電容。位置為p2=gM2／(2πC1),。在頻率響應(yīng)中,，一階主極點(diǎn)引起的響應(yīng)是指數(shù)逼近的響應(yīng),，而其余的極點(diǎn)和零點(diǎn)則會(huì)引入非指數(shù)的響應(yīng)，為了不過(guò)多地引入超調(diào)響應(yīng),，或者是減慢響應(yīng)速度,，要求Booster除了要提高電壓增益外，還不能影響運(yùn)放的頻率響應(yīng),。文獻(xiàn)[4,，5]中給出了設(shè)計(jì)的要點(diǎn)，表現(xiàn)成不等式為：
其中,，ωu,，main是主運(yùn)放的單位增益帶寬，ωb是增益提高運(yùn)放的單位增益帶寬,，ωP2,，main是主運(yùn)放的次極點(diǎn)。式(5)表明,，設(shè)計(jì)Booster時(shí)候,，Booster不能太快，如果超過(guò)主運(yùn)放的第二個(gè)極點(diǎn),，則會(huì)出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象,，同樣也不能太慢，如果比主運(yùn)放的3 dB帶寬(第一個(gè)極點(diǎn)位置)還要慢,，則會(huì)使整體的速度變慢,。由于我們要設(shè)計(jì)的運(yùn)放單位增益帶寬為1.4 GHz，反饋系數(shù)為0.2,，可以得到3 dB帶寬約為300 MHz,，故設(shè)計(jì)Bootser單位增益帶寬為500 MHz，直流增益為40 dB,。電路圖如圖4所示,。圖中使用了連續(xù)時(shí)間的共模反饋電路。
4 電路的實(shí)現(xiàn)和討論
使用上面提到的優(yōu)化方法,，本文在SMIC 0.13 μm工藝下設(shè)計(jì)了一個(gè)滿足表1的運(yùn)放,。其版圖設(shè)計(jì)如圖5所示。對(duì)版圖提取寄生電容并進(jìn)行后仿真,。其中開環(huán)時(shí)候間的小信號(hào)仿真圖見圖6,，可以看到，直流增益為98 dB,。閉環(huán)建立時(shí)間的仿真結(jié)果見圖7,，在4.5 ns的建立時(shí)間之內(nèi)，穩(wěn)定精度達(dá)到了0.02％,，超過(guò)了12 b的精度要求,。各項(xiàng)指標(biāo)列于表2中,，其中，仿真工具使用Spectre,，模型使用BSIM3v3,，根據(jù)仿真結(jié)果可以看出，本論文的設(shè)計(jì)滿足軟件無(wú)線電帶通采樣系統(tǒng)中12 b,，100 MHz數(shù)模轉(zhuǎn)換器要求,。
5 結(jié) 語(yǔ)
本文設(shè)計(jì)了一個(gè)經(jīng)過(guò)優(yōu)化的高增益，高速度運(yùn)算放大器,，討論了增益增強(qiáng)技術(shù)的基本理論和設(shè)計(jì)方法,。本文討論的電路技術(shù)可以應(yīng)用在軟件無(wú)線電系統(tǒng)中的高性能、低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器中,。