引言

        近年來，隨著無線通訊的飛速發(fā)展,，無線通信里的核心部分——無線收發(fā)器越來越要求更低的功耗,、更高的效率以及更小的體積，而作為收發(fā)器中的最后一級,，功率放大器所消耗的功率在收發(fā)器中已占到了60%～90%,，嚴重影響了系統(tǒng)的性能。所以,，設計一種高效低諧波失真的功率放大器對于提高收發(fā)器效率,，降低電源損耗，提高系統(tǒng)性能都有十分重大的意義。

       筆者采用了SiGe BiCMOS工藝實現了集成E類功率放大器,，其工作頻率為1.8GHz,，工作電壓為1.5V，輸出功率為26dBm,，并具有高效率和低諧波失真的特點,，適用于FM/FSK等恒包絡調制信號的功率放大。為了達到設計目標,，該功率放大器采用了一些特殊的方法，包括采用兩級放大結構,，差分和互補型交叉耦合反饋結構,。

E類功率放大器

       E類功放工作原理E類功率放大器的特點是將晶體管作開關管，相對于傳統(tǒng)的將晶體管用作電流源的A,、B,、AB類功率放大器，具有更高的附加功率效率（PAE,，power　added efficiency）,。

        圖1所示為理想E類功率放大器的原理圖。其中,，C為場效應管結電容和外接電容之和,，ron為場效應管處于線性區(qū)時的漏源電阻。

        圖1 E類功放原理圖

          當輸入電壓大于閾值電壓時,，場效應管工作在線性區(qū),，相當于開關閉合，由于漏源間電阻ron很小,，因此VD近似為0,；而當輸入電壓小于閾值電壓時，場效應管截止,，相當于開關斷開,，ID為0。此時,，C開始充電,，引起VD增加，調諧網絡從VD中濾出基波,，傳輸到負載電阻上,。當開關再次閉合時，有VD=0和dVD/dt =0,，從而使得場效應管上的電壓和電流不同時出現,，消除了由于充放電帶來的(1/2)CV2的損耗，晶體管理想效率達到100%。

         除了高效率,，E類功放還有一個優(yōu)點就是功率可調節(jié)性,，即在保證輸出效率的同時能較大范圍的調節(jié)輸出功率。因為場效應管相當于開關,，所以輸入電壓的幅值不會影響輸出功率的大小,。同樣的，當場效應管處于三極管區(qū)時,，漏源間的電阻ron上會有功率消耗PLOSS,，這是E類功放的最主要功率損耗。由于PLOSS與VD2成正比,，我們可以將漏極效率表示為：

        （1）

        其中,，C為常數。這樣,，通過調節(jié)電壓保證一定的輸出功率,，E類功放就能保持較高效率。

        存在問題

        E類功放同樣也具有不少的局限性,。例如,，因為VD比VDD大上三倍左右，所以在設計的時候就必須考慮到擊穿電壓的影響,，這樣會使得輸出的功率范圍有很大的局限性,。此外，為了減少ron帶來的損耗,，必須盡可能地增大寬長比,，但是晶體管的面積越大，就會造成柵極的電容越大,，使得在輸入端需要更小的電感來進行耦合,，這會對輸入端信號提出更高的要求，很難通過BiCMOS工藝精確實現,。而且大的柵漏電容會引起輸出端到輸入端的強反饋,，這導致了輸入和輸出之間的耦合。最后,，單端輸出電路每個周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流,，這可能會引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號的頻率相同,，從而在輸出端產生了錯誤的信號,。

      電路設計與改進

       圖２所示為兩級差分結構的功率放大器，其中Ｍ5,、M8為第一級差分結構功率放大器,，負責對第二級功率放大器提供大的驅動電壓,；M1和M2組成第二級差分功率放大器，而M6,、M7和M3,、M4分別構成了一、二級的交叉耦合正反饋結構,。

圖2 兩級差分耦合功率放大器

         差分結構

       圖2所示的全差分結構能夠解決襯底耦合的影響,。由于在差分結構中，雙端輸出每個周期會向地泄放兩次電流,，由此使耦合電流的頻率成為信號電流的兩倍,，這就消除了襯底耦合對信號的干擾。另外,，在相同的電源電壓下,，當提供相同的輸出功率時，全差分結構中流過每個開關管的電流要比單端輸出小得多,，所以在不增加開關損耗的前提下，可以使用尺寸更小的晶體管,，從而減小對輸入信號的要求,。

        ＬＣ振蕩器

         為了減小ron帶來的損耗，并且提高開關速度,，通常Ｍ1和Ｍ2的寬長比都會做得比較大,，這樣一來就會對輸入端信號有更高的要求。

         圖2所示的功率放大器采用了模式鎖定技術,，即LC振蕩器結構,，不僅進一步降低了開關管的尺寸，而且加快了開關的轉換速度,。由M3,、

M4構成的振蕩器中的交叉耦合部分，提供負阻來補償電感L1,、L2所引起的損耗,，并對輸入開關管引入正反饋。這樣當ＬＣ振蕩器工作在功率放大器的輸入頻率時,，由于其輸出端在M1和M2的漏極,，會幫助輸入開關管在盡可能短的時間完成“開”和“關”狀態(tài)的變化，從而可以進一步減小輸入開關管的尺寸,。通過調節(jié)ＬＣ振蕩器參數,，使得輸出端以輸入頻率發(fā)生振蕩，從而加快開關管的開啟和關閉速度,，達到減小開關管寬長比的目的,。

         此外,，相對于采用單端口輸出結構的功率放大器，圖2所示的交叉耦合結構的功率放大器,，在實際應用中會得到更低的總諧波失真（THD）,。因為采用了全差分結構，在輸出端口會大幅度的削弱偶次諧波,，所以在輸出諧波中奇次諧波占主要地位,。

        仿真結果與分析

        本電路采用0.35μm SiGe BiCMOS的工藝進行仿真，因為SiGe晶體管具有較高的截止頻率,，符合工作頻率在1.8GHz的要求,。此外，它與CMOS工藝有很好的兼容性,，可以實現高集成度的芯片,。

         在Cadence上通過SpectreRF工具仿真后，得到輸出功率和附加功率效率（PAE）隨頻率變化曲線（如圖3所示）,。當電源電壓為1.5V,，在1.8GHz時，PAE達到最大值45.4%,，漏極效率也達到最大值的66.2%,，此時的輸出功率為26dBm。

圖3 PAE和輸出功率隨頻率變化曲線

         由圖4還可看出,，偶次諧波在輸出端中并不占主導地位,，它被大大的削弱了，相比單端口功率放大器,，該器件在諧波失真方面有較大的改善,。當輸入頻率為1.8GHz，電源的輸出電流如圖5所示,，通過計算可以得到電源的輸出功率為595.5mW,。圖6所示為漏極電壓VD經過調諧網絡后保留下的基次波部分波形，由此可以計算得到負載（50Ω）上的功率為394mW,。

圖4 輸出端諧波

圖5 電源電流

圖6 輸出電壓波形