0 引言

    近年來,，隨著移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)的蓬勃發(fā)展，移動(dòng)通信數(shù)據(jù)呈現(xiàn)爆炸式的增長,，現(xiàn)有的通信系統(tǒng)很難滿足人們未來生活的需求,。為了提高數(shù)據(jù)容量和通信速度，需要增加信道帶寬,，相比于擁擠的幾百兆赫茲到幾吉赫茲頻段,，毫米波頻段有大量的有待開發(fā)的頻譜資源，是無線通信領(lǐng)域最具發(fā)展?jié)摿Φ募夹g(shù)之一,。

    作為收發(fā)機(jī)中最為重要的模塊,，功率放大器（PA）的性能決定著整個(gè)通信系統(tǒng)。CMOS功率放大器成本較低,，但是輸出功率較低和線性度較差,，目前很難滿足通信系統(tǒng)的要求?；衔锇雽?dǎo)體（砷化鎵等）功率放大器工藝集成度低,，成本過高^[1-2]。SiGe工藝實(shí)現(xiàn)了性能和成本的平衡,，而且效率高,、增益大、線性度好,、功率密度高,，非常適合于功率放大器的設(shè)計(jì)，受到了國內(nèi)外學(xué)術(shù)界和產(chǎn)業(yè)界的普遍關(guān)注,。

    工作在毫米波頻段的功率放大器由于寄生電容影響增大,、無源器件損耗增加，導(dǎo)致晶體管可獲得增益較低,，輸出功率較小,。針對該問題，本文基于0.13 μm SiGe工藝,，設(shè)計(jì)了一款工作在38 GHz頻率的單級功率放大器,，采用堆疊（Stacked）異質(zhì)結(jié)（HBT）結(jié)構(gòu)，提高了增益,；通過優(yōu)化級間有源器件尺寸,、偏置等參數(shù)，實(shí)現(xiàn)了較高輸出功率和效率的功率放大器,。

1 技術(shù)原理

    如圖1所示為傳統(tǒng)功率放大器的基本結(jié)構(gòu)^[3],，在毫米波頻段，利用四分之一波長傳輸線作為晶體管負(fù)載阻抗,。對于不同的工作頻率和工藝,，四分之一線長度不同。但是即使在38 GHz,，本項(xiàng)目使用的工藝下,，四分之一波長仍有930 μm，片上實(shí)現(xiàn)需要很大面積,，而且傳輸線引入的插入損耗與其長度成正比,，過長的傳輸線降低了功率放大器的輸出功率和效率。

    依據(jù)傳輸線理論,，不同長度的傳輸線可以用來實(shí)現(xiàn)不同的電抗,，長度為d的傳輸線終端接負(fù)載Z_L的輸入阻抗可以用下式表示^[4]：

    其中，V⁺表示入射波電壓,，Γ₀表示終端反射系數(shù),，β表示相位闡述，Z₀為傳輸線特征阻抗,。當(dāng)傳輸線終端短路時(shí),，Γ₀=-1，式(1)可以化簡為：

    可以看出,，當(dāng)傳輸線長度不同時(shí),，可以表示不同的周期性變化電抗值，而且當(dāng)傳輸線長度小于四分之一波長線時(shí),，傳輸線的作用等效為電感,，等效電感值為：

    HBT結(jié)構(gòu)形成了許多PN結(jié)，所以有許多結(jié)電容,。在集電極端,，主要有有集電極-基極結(jié)電容C_μ，集電極-襯底結(jié)電容C_CS,，將集電極對地總電容記為C_C,，如圖1所示。

    由于HBT集電極電容的存在,，可以通過使傳輸線等效電感和HBT集電極寄生電容諧振實(shí)現(xiàn)高負(fù)載阻抗,，諧振頻率如式(4)：

    從式(4)可見,，通過設(shè)計(jì)傳輸線的長度和特征阻抗等參數(shù)實(shí)現(xiàn)所需要的諧振頻率。相比于在四分之一波長傳輸線,，這種負(fù)載結(jié)構(gòu)Q值降低,，功率放大器帶寬增大，而且傳輸線長度顯著減小,，因此減小了損耗,，降低了芯片面積，節(jié)省了成本,。

2 電路設(shè)計(jì)

2.1 原理圖設(shè)計(jì)

    本文基于IBM 0.13 μm SiGe工藝,，設(shè)計(jì)了一款采用有源偏置電路的功率放大器，其電路結(jié)構(gòu)如圖2所示,。采用堆疊（Stacked）2個(gè)HBT結(jié)構(gòu),，其有以下優(yōu)點(diǎn)：(1)增益近似是共射極HBT結(jié)構(gòu)的兩倍，單級放大器就可以實(shí)現(xiàn)很高的功率增益,；(2)由于HBT擊穿電壓較小,，采用這種結(jié)構(gòu)提高電源電壓，提高了輸出功率,；(3)功率放大器的輸出電阻放大了（1+g_mR_out）倍,，增強(qiáng)了驅(qū)動(dòng)負(fù)載的能力^[5]；(4)反向隔離度（S21）增大,，使得輸出信號對輸入信號的干擾減小,。利用上文提到的傳輸線和集電極電容諧振的方法，使得傳輸線TL1長度從930 μm（四分之一波長）減小到405 μm,，面積和損耗減小,，提高了輸出功率和效率。輸入端匹配電路將端口50 Ω匹配到晶體管輸入阻抗的共軛值以減小信號反射,；輸出端利用負(fù)載線原理優(yōu)化負(fù)載阻抗值,，實(shí)現(xiàn)最大輸出功率。

2.2 有源器件設(shè)計(jì)

    本項(xiàng)目所用工藝中,，提供了高速和高壓兩種類型的HBT器件,，主要參數(shù)如表1所示。高擊穿電壓HBT結(jié)構(gòu)對應(yīng)截止頻率低,，高截止頻率HBT對應(yīng)增益較高,，為了提高放大器增益，選用高速HBT器件,。擊穿電壓BVceo=1.8 V,，BVceo是基極開路時(shí)發(fā)射極-集電極的擊穿電壓，而當(dāng)基極處于低阻, BVce超過5 V,，因?yàn)檠┍罁舸┊a(chǎn)生的空穴經(jīng)低阻的基極流出^[6],。HBT尺寸需要多方面的考慮折中,，增加HBT發(fā)射極面積可以增加輸出功率，但是隨著HBT尺寸的增加,，輸出最優(yōu)負(fù)載阻抗(Z_opt)和輸入阻抗(Z_in)減小,，輸出最優(yōu)阻抗匹配到50 Ω和將輸入阻抗匹配到50 Ω難度增大，增大HBT發(fā)射極面積增加的輸出功率被匹配電路消耗,，因此發(fā)射極面積存在最優(yōu)值,。晶體管的偏置決定了功率放大器的工作狀態(tài),，偏置較低,，PA的效率較高，但是可能產(chǎn)生增益膨脹效應(yīng),，線性度變差,；偏置較高時(shí)，增益和線性度提高,，相應(yīng)功耗也較高,，靜態(tài)工作點(diǎn)的選擇要在線性度，功耗,，效率,，增益中進(jìn)行優(yōu)化。綜合考慮,，選擇基極電壓為0.83 V,。輸出電壓過低時(shí)會導(dǎo)致Stacked HBT提前進(jìn)入飽和區(qū)而限制了輸出電壓擺幅，同時(shí)偏置過低會導(dǎo)致共射極HBT集電極-發(fā)射極電壓過高而擊穿,。Stacked HBT基極電壓選擇為2 V,。

2.3 有源偏置電路設(shè)計(jì)

    功率放大器的偏置常采用電阻分壓或者電感實(shí)現(xiàn)。但是由于電阻在工藝制造中誤差較大^[7],，引起偏置不準(zhǔn)確,。電感偏置實(shí)現(xiàn)所占用芯片面積較大，同時(shí)在毫米波段,，工藝庫提供電感通常Q值很低,，需要通過電磁仿真設(shè)計(jì)，不易實(shí)現(xiàn),。而有源偏置電路具有實(shí)現(xiàn)面積小,、設(shè)計(jì)方便的優(yōu)勢，如圖中虛線框所示,，由二極管連接的Q_b1,、Q_b2和電阻R_bias1和電容C_b給鏡像支路Q_b3提供穩(wěn)定的基極電位，R_bias2的加入減小了Q_b3的非理想因素,，提高偏置的穩(wěn)定度,。通過改變Q1,，Q2，R_bias1的參數(shù)使得偏置電路輸出穩(wěn)定的0.83 V電壓,。本設(shè)計(jì)電路器件參數(shù)如表2所示,。

3 結(jié)果及分析

    采用Cadence Spectre軟件對電路進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖3～圖5所示,，從圖中可以看出,，在整個(gè)頻帶內(nèi)，穩(wěn)定性因子(K)大于1,，功率放大器無條件穩(wěn)定,；在35~40 GHz內(nèi)，S11<-10 dB,；輸出1 dB壓縮點(diǎn)功率(P_1dB)17.8 dBm,，P_1dB處的功率附加效率(PAE)為33.2%，在38 GHz處功率增益達(dá)到最大值19.0 dB,，功耗252 mW,。表3給出了本設(shè)計(jì)與其他文獻(xiàn)的性能對比，可以看出,，本文設(shè)計(jì)的功率放大器提高了輸出功率,、增益和效率。

4 結(jié)論

    本文基于IBM 0.13 μm SiGe工藝設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于38 GHz頻段的功率放大器,。由于四分之一波長占用面積較大,，提出了利用傳輸線的電感效應(yīng)和HBT寄生電容諧振的方法，減小了芯片面積,；同時(shí)采用堆疊HBT的結(jié)構(gòu),，提高了功率放大器的增益；通過優(yōu)化有源器件的尺寸和靜態(tài)工作點(diǎn),，增加了輸出功率和效率,。仿真結(jié)果表明：38 GHz 功率放大器1 dB壓縮點(diǎn)輸出功率為17.8 dBm，功率增益為19.0 dB,，1 dB壓縮點(diǎn)處的功率附加效率（PAE）為32.3%,，功耗為252 mW。與其他文獻(xiàn)對比,，本設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了輸出功率大,，增益和效率高的設(shè)計(jì)目標(biāo)。

參考文獻(xiàn)

[1] Ali M,，HASHEMI N H.Mm-Wave silicon technology 60 GHz and beyond[M].Cambridge：Springer,，2008：81-83.

[2] HSIEN C，BO K.High performance V-band GsAs power amplifier and low noise amplifier using low-loss transmission line technology[C].Nanjing：High Speed Intelligent Communication Forum,，2012.

[3] 池保勇,，余志平,，石秉學(xué).CMOS射頻集成電路分析與設(shè)計(jì)[M].北京：清華大學(xué)出版社，2006.

[4] REINHOLD L,，PAVEL B.RF circuit design theory and applications[M].北京：科學(xué)出版社,，2003：69-77.

[5] AUSTIN C，YVES B,，YOUNG C,，et ａｌ.An 83-GHz High-gain SiGe BiCMOS power amplifier using transmission-line current-combining technique[J].Transactions on Microwave Theory and Techniques，2013,，61(4)：1557-1569.

[6] KUNAL D,，HOSSEIN H.Performance limits，design and implementation of mm-Wave SiGe HBT Class-E and stacked Class-E power amplifiers[J].Journal of Solid-State Circuits,，2014,，49(10)：2150-2171.

[7] TOLGA D,，ILKER K,，MEHMET K，et ａｌ.An X-band,，high performance,，SiGe-HBT power amplifier for phased arrays[C].Proceeding of the 7th European Microwave Integrated Circuits Conference.Amsterdam：IEEE，2012.

[8] HAYG D,，JOOHWA K,，LAWRENCE E，et al.A 45-GHz SiGe HBT amplifier at greater than 25% efficiency and 30 mW output power[C].Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting.Atlanta：IEEE,，2011.

[9] NADER K,，JAMES F.A 19.4 dBm，Q-band class-E power amplifier in a 0.12 ?滋m SiGe BiCMOS process[J].Microwave and Wireless Components Letters,，2010,，20(5)：283-285.