?。?引言

　　作為接收機的第一級,，ＬＮＡ的性能對整個接收機系統(tǒng)的性能起著至關(guān)重要的作用,，因為整個系統(tǒng)的信噪比（ＳＮＲ）很大程度上取決于ＬＮＡ的噪聲系數(shù)（ＮＦ）和增益。因此,，設(shè)計性能良好的ＬＮＡ成為射頻前端設(shè)計的重要目標,。由于低噪聲放大器的各個指標常常會發(fā)生矛盾，彼此不能兼顧,，因此設(shè)計是在噪聲系數(shù),、增益、穩(wěn)定性,、阻抗匹配以及線性范圍等指標之間采取折中考慮,。最近很多射頻集成電路都是采用ＣＭＯＳ工藝來實現(xiàn)的，尤其是０.１８μｍ的ＣＭＯＳ工藝很適于集成的ＳＯＣ設(shè)計［１-２］,。

　　目前最常見的輸入匹配結(jié)構(gòu)是源極電感負反饋結(jié)構(gòu),，該結(jié)構(gòu)有利于獲得高增益和低噪聲系數(shù)，但是存在較大的缺陷,，即需要提供一個大感值的柵極電感（Ｌｇ）,。在實際標準的ＣＭＯＳ工藝下集成實現(xiàn)一個大感值的片上螺旋電感往往比較困難，而采用片外電感又不利于實現(xiàn)電路的集成及小型化,，并且由于大感值柵極電感的寄生阻抗比較大,，相應(yīng)地產(chǎn)生熱噪聲也會比較大。該文采用改進型輸入匹配結(jié)構(gòu),，用一個并聯(lián)的小值ＬＣ網(wǎng)絡(luò)來代替電感值比較大的柵極電感,，并從進一步降低噪聲系數(shù)和簡化電路的角度考慮，移除源極負反饋電感（Ｌｓ）［３］,。

　　２ 理論分析

　　傳統(tǒng)的輸入阻抗匹配結(jié)構(gòu)是源極電感負反饋結(jié)構(gòu),，其輸入阻抗表達式為［４］

　　為滿足式（３），柵極電感的感抗通常比較大,。如前所述,，從利于電路集成實現(xiàn)和降低噪聲系數(shù)的角度考慮，應(yīng)當(dāng)盡量避免使用大值電感,。該設(shè)計采用一個小值ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來代替,。圖１是ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)及其等效電路。

　　如圖所示,，在并聯(lián)ＬＣ網(wǎng)絡(luò)中,，假設(shè)電感為一個理想的感抗Ｌ１和一個電阻Ｒ１的串聯(lián),，其等效阻抗為Ｚ＝ｊωＬ２＋Ｒ２ （ω為低噪聲放大器的中心工作

　　根據(jù)式（４），如果能滿足０＜１－ω２Ｌ１Ｃ１＜１,，那么Ｌ２的電感值將比Ｌ１大,，并且隨ω趨近ω０１，Ｌ１將產(chǎn)生更大的電感Ｌ２,。這樣?xùn)艠O電感Ｌｇ便可以用一個電感值較小的ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來代替產(chǎn)生,。在傳統(tǒng)輸入匹配結(jié)構(gòu)中，源極負反饋電感用來滿足５０Ω阻抗匹配,，但是它會產(chǎn)生熱噪聲并且不利于ＬＮＡ增益的提高［５］,。根據(jù)式（５），引入ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)后,，電感Ｌ１的寄生阻抗Ｒ１可以等效為一個比較大的阻抗Ｒ２來滿足輸入端５０Ω的阻抗匹配,。因此，移除Ｌｓ雖然對輸入匹配性能稍稍產(chǎn)生不利影響,，但是有利于降低噪聲系數(shù)并提高電路結(jié)構(gòu)的易集成度,。改進的輸入匹配結(jié)構(gòu)見圖２，其輸入阻抗為

　?。冢椋睿剑ǎ?omega;Ｌ２－ｊωＣｇｓ）＋（Ｒ２＋Ｒｇ＋Ｒｉ） （６）

　　式中： Ｒｉ,， Ｒｇ， Ｃｇｓ的具體定義見文獻［３］,。

　　由于電阻Ｒ２并不是一個實際的物理阻抗,，而是由Ｒ１等效而來，因此其產(chǎn)生的熱噪聲比相同阻抗值的實際物理電阻產(chǎn)生的熱噪聲要小,。這樣,，通過移除Ｌｓ并利用ＬＣ網(wǎng)絡(luò)小值寄生阻抗來進行阻抗匹配，可以進一步降低ＬＮＡ的噪聲系數(shù),。

　　３ 電路設(shè)計

　　采用改進的輸入匹配,，基于ＢＳＩＭ３０.１８μｍ模型，設(shè)計出了適用于無線接收機用ＣＭＯＳ寬帶（５.１～５.８ＧＨｚ）低噪聲放大器的電路結(jié)構(gòu),。

　　寬帶低噪聲放大器設(shè)計的關(guān)鍵是提供足夠的增益來克服接收機以下幾級引入的噪聲干擾,，而其自身的噪聲系數(shù)則要盡量低，同時還要具備好的輸入輸出阻抗匹配及良好的線性動態(tài)范圍,。該設(shè)計采用兩級放大并采納改進的輸入阻抗匹配結(jié)構(gòu),。Ｌ１的電感值為１ｎＨ，Ｃ１的電容值為０.５７ｐＦ,，根據(jù)式（１），（２）,，該ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)會產(chǎn)生３ｎＨ的等效電感Ｌ２和２５Ω的等效電阻Ｒ２,，ＭＯＳ管Ｍ１和Ｍ２的柵寬為１２０μｍ,，根據(jù)式（３），總的輸入阻抗約為３５Ω,。

　　為進一步提高ＬＮＡ的增益,，選擇ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)作為第一級和第二級的負載阻抗，根據(jù)式（７） ～（９）,，可以確定負載ＬＣ網(wǎng)絡(luò)的具體參數(shù)值

　　式中：Ｒｓ為源阻抗,；Ｑ為電感Ｌｄ２的品質(zhì)因數(shù)。ＬＮＡ第二級對線性動態(tài)范圍起著至關(guān)重要的作用,，為了抑制線性動態(tài)范圍惡化,，圖２所示的ＭＯＳ管Ｍ３和Ｍ４的柵寬略大于ＭＯＳ管Ｍ１和Ｍ２，第二級的直流偏壓也同樣略高于第一級,，因為大的直流偏壓可以改進ＬＮＡ的線性度,。同時考慮整個ＬＮＡ的功耗限制，ＭＯＳ管Ｍ３和Ｍ４的柵寬不宜過大,，這里選擇為１５０μｍ,，第一級和第二級直流偏壓分別設(shè)置為０.６和０.６５Ｖ［６］。

　?。胈ｂｌｏｃｋ１,，Ｃ_ｂｌｏｃｋ２和Ｃ_ｂｌｏｃｋ３均為隔直電容，它們的容值均選擇為１０ｐＦ,。綜合考慮足夠的增益,、足夠大的線性范圍和較低的功耗，該設(shè)計中ＬＮＡ工作電壓１.５Ｖ,，偏置直流電流０.６ｍＡ,，功耗９ｍＷ。

　　４ 結(jié)果及討論

　　基于改進型輸入匹配結(jié)構(gòu)設(shè)計的工作頻段為５.１～５.８ＧＨｚ的寬帶,，ＣＭＯＳ低噪聲放大器的各項性能參數(shù)由ＡＤＳ（ａｄｖａｎｃｅｄｄｅｓｉｇｎｓｙｓｔｅｍ）仿真給出,。

　　圖３給出輸入阻抗匹配Ｓ參數(shù)Ｓ１１以及增益Ｓ２１仿真曲線。從圖中可以看出,，移除源端負反饋電感對輸入匹配有一定的不利影響,，但是一般低于－１０ｄＢ的Ｓ１１值即可滿足實際應(yīng)用［４］。該ＬＮＡ在工作頻段５.３～５.８ＧＨｚ內(nèi)可以滿足Ｓ１１低于－１０ｄＢ,，而５.３ＧＨｚ以下的工作頻段由于偏離ω０１值較多,，對輸入阻抗匹配性能稍稍產(chǎn)生不利影響。因此,，用小值ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)替代柵極大值電感,，并移除源端負反饋電感，可以滿足良好的輸入阻抗匹配。該寬帶ＬＮＡ的增益在工作帶寬內(nèi)可以達到１５ｄＢ以上,，滿足正常的增益放大需求,。

　　在５.１～５.８ＧＨｚ頻段內(nèi)，ＬＮＡ的噪聲系數(shù)為２.７５～３.６５ｄＢ（圖４）,。這樣低的噪聲系數(shù)在ＷＬＡＮ寬帶應(yīng)用中是可以被接受的,。

　　圖５是反向增益曲線，可以看出,，工作頻帶內(nèi)反向增益Ｓ參數(shù)Ｓ１２為－１０５～－９５ｄＢ,，根據(jù)ＬＮＡ穩(wěn)定系數(shù)Ｋ的定義

　　當(dāng)Ｋ＞１且Δ ＜１時，ＬＮＡ將無條件穩(wěn)定,，輸入輸出阻抗匹配良好時,，只要降低反向增益Ｓ１２的值即可增加穩(wěn)定系數(shù)Ｋ值［７］。因此該寬帶低噪聲放大器的穩(wěn)定性很好,，這對于低噪聲放大器的正常工作是非常重要的,。

　　ＬＮＡ還有一個重要的性能參數(shù),，即線性度,。圖６為仿真結(jié)果１ｄＢ壓縮點Ｐ１ｄＢ曲線圖，由圖可看出,，Ｐ１ｄＢ約為－１０ｄＢｍ,，線性度良好，有利于不失真地對大信號進行放大,。

　　４ 結(jié)語

　　在對傳統(tǒng)源極電感負反饋輸入結(jié)構(gòu)分析的基礎(chǔ)上加以改進,，利用一個小值ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)代替大感值的柵極電感，并從簡化電路和進一步降低噪聲的角度考慮,，移除源極負反饋電感,。將改進的輸入匹配應(yīng)用到適用于無線接收機用的寬帶低噪聲放大器的設(shè)計中，結(jié)果表明,，雖然輸入匹配性能稍稍有點惡化,，但是仍然可以滿足實際的應(yīng)用需要，并且工藝上電感值小的片上螺旋電感更易實現(xiàn),，電路的整體噪聲性能也得到改善,，可以應(yīng)用到工作頻率在５.１～５.８ＧＨｚ的無線接收機中。