目前頻率合成器的研究雖然已經(jīng)非常成熟,，但是在其實(shí)際應(yīng)用中經(jīng)常會(huì)出現(xiàn)難以解決的問(wèn)題,。合成器設(shè)計(jì)者們主要關(guān)心的是相位噪聲,。這在多普勒雷達(dá),、捷變頻雷達(dá)以及各種通信系統(tǒng)中極其重要,。在這些應(yīng)用中，合成器相位噪聲可能會(huì)限制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍和接收靈敏度,。在機(jī)載合成器設(shè)計(jì)中關(guān)鍵的步驟包括：選擇最優(yōu)結(jié)構(gòu)使相位噪聲最小,，抑制其它信號(hào)源帶來(lái)的雜散，以及提高效率,，減小合成器體積,。本文將介紹一種頻率合成器的設(shè)計(jì)，其性能如下：

·頻率以20MHz為步進(jìn),，從8.9 GHz變化到9.3GHz,。

·100Hz頻偏處相位噪聲為-80dBc/Hz，10kH到600kHz頻偏相位噪聲為-97dBc/Hz,。

·合成器必須采用100Hz處相位噪聲-115dBc/Hz的100MHz參考頻率,。

·為了達(dá)到誤差小于1ppm的合成頻率,，切換時(shí)間為20,。

·在帶寬從10MHz到輸出信號(hào)二次諧波頻率范圍內(nèi)雜散幅度小于-64dBc。

·二次諧波幅度為-48dBc,，三次諧波幅度為-55dBc,。

·供電電壓12V時(shí)，輸出功率+13dBm,，消耗功率2.3W,。

·合成器體積250，重量為470克,。

壓控振蕩器（VCO）相位噪聲分析：VCO頻段選取

合成器包括壓控振蕩器（VCO）,、鎖相環(huán)（PLL）電路和參考信號(hào)源。鎖相環(huán)IC頻帶的上限低于所需輸出頻帶,，僅僅達(dá)到其一半,。設(shè)計(jì)合成器有兩種不同方法——用頻率為輸出頻率一半的VCO產(chǎn)生PLL輸入信號(hào),，然后對(duì)其進(jìn)行倍頻得到輸出；或用工作于輸出頻率的VCO產(chǎn)生信號(hào)然后分頻得到PLL輸入信號(hào),。VCO的相位噪聲性能是選擇最佳方法的主要準(zhǔn)則,。用Leeson等式描述VCO相位噪聲為：

其中：

=頻率偏移（Hz）

=振蕩頻率（Hz）

=等效噪聲阻抗為R的共振電路負(fù)載Q值

=作為放大器元件的有源設(shè)備閃爍轉(zhuǎn)角頻率（Hz）

F = 有源設(shè)備的噪聲指數(shù)

k=玻爾茨曼常數(shù)，（J/K）

T=溫度（開(kāi)氏溫標(biāo)）

=有源設(shè)備輸入端信號(hào)的平均功率

=振蕩電壓調(diào)諧增益（Hz/V）

這一項(xiàng)表示阻抗R的噪聲,。通常遠(yuǎn)小于其它噪聲而可能被忽略,。

于是有：

其中噪聲電平數(shù)NF表示每一邊帶的寬帶熱噪聲，Pout為dBm形式的振蕩器輸出功率,，G為dB形式的有源設(shè)備增益,， 為振蕩器-3dBm半頻帶寬度。

可以對(duì)已公布的4.3GHzVCO計(jì)算其L（）典型值,。該VCO擁有4%的調(diào)諧帶寬,，這一帶寬很接近合成器的需求。包含一個(gè)串聯(lián)諧振電路和一個(gè)正反饋共射放大器,，其中使用了Agilent公司的硅雙極性晶體管AT-42086,。此晶體管噪聲系數(shù)F=8.5dB。因?yàn)檩斎攵诉h(yuǎn)遠(yuǎn)沒(méi)有達(dá)到使噪聲最小的最佳值,，因此噪聲系數(shù)顯著惡化,。該VCO的輸出功率為10.5dBm，晶體管增益為8dB,。因此NF=-167.8dBc/Hz,。

串聯(lián)諧振電路的整體有源阻抗為12.8，容抗為206,，負(fù)載Q值為16.1,，因此。硅雙極性晶體管的閃爍轉(zhuǎn)角頻率確定為經(jīng)驗(yàn)數(shù)值4kHz,。那么對(duì)于=100kHz,，計(jì)算得到VCO相位噪聲為-105.5dBc/Hz，而測(cè)量出的相位噪聲為-104.4dBc/Hz,。

9.1GHzVCO的L（）典型值可以根據(jù)Leeson等式預(yù)測(cè)出并與4.55GHzVCO（輸出頻率的一半）的L（）值進(jìn)行對(duì)比,，這兩種VCO具有相同的調(diào)諧帶寬即合成器所要求帶寬的4.4%。這里假定兩個(gè)VCO均采用雙極性晶體管,，因?yàn)樗葓?chǎng)效應(yīng)晶體管的相位噪聲低10-15dB,。

造成9.1GHzVCO性能惡化的第一個(gè)因素是輸出頻率增加。如果Leeson等式中乘以2,，那么在區(qū)域內(nèi)L（）增加6dB,。當(dāng)然，這種惡化在通過(guò)倍頻4.55GHzVCO后生成合成器輸出頻率時(shí)能夠被抵消。

第二個(gè)惡化因素是晶體管在面積較小的設(shè)備中較高,，相反地,，更大面積的設(shè)備能夠在更低頻率上得到更大的輸出功率。因此,，一般來(lái)說(shuō)9.1GHzVCOLeeson等式中的值比4.55GHzVCO低3到6dB,。如果兩個(gè)VCO的晶體管噪聲系數(shù)為常數(shù)，則9.1GHzVCO的噪聲水平通常要高出3到6dB,。

第三個(gè)惡化因素是值下降,，這是由于頻率翻倍時(shí)諧振器容抗變成原來(lái)的一半。當(dāng)然,，設(shè)計(jì)者可以用一個(gè)較小容值的變?nèi)荻O管來(lái)保持恒定容抗,，但他也可以在更低頻率的VCO中使用這個(gè)變?nèi)荻O管。

比如,，Microsemi公司的高Q值微波突變變?nèi)荻O管GC1300有C（0V）=1.2pF,，C（4V）=0.8pF。該變?nèi)荻O管串聯(lián)一個(gè)0.27pF電容后,，就能夠覆蓋合成器帶寬的4.4%,。諧振器容抗在4.55GHz時(shí)為170，而在9.1GHz時(shí)為85,。如果對(duì)于這兩種VCO,，其串聯(lián)諧振電路的總的有源阻抗均保持恒定，那么9.1GHz VCO的負(fù)載Q值為4.55GHzVCO的一半,，并且其相位噪聲比4.55GHz VCO高6dB,。由于9.1GHzVCO的相位噪聲比4.55GHz VCO加上倍頻器的還高9到12dB，因此合成器中采用了4.55GHz  VCO,。

把VCO或集成振蕩器子模塊作為體組件并向?qū)ｉT廠商購(gòu)買將會(huì)更加實(shí)際,。對(duì)于4.55GHzVCO，Hittite Microwave公司的HMC429LP4集成VCO是最好的選擇,，因?yàn)樗哂?/span>100kHz頻偏,、單邊帶相位噪聲-105dBc/Hz以及4.4到4.7GHz的調(diào)諧頻段。

鎖相環(huán)（PLL）相位噪聲分析：最優(yōu)PLL結(jié)構(gòu)的選擇

選擇最佳PLL結(jié)構(gòu)的主要標(biāo)準(zhǔn)是其相位噪聲性能,。圖1給出PLL噪聲模型,。這

圖1 PLL噪聲模型

個(gè)模型中，表示參考相位,，表示參考相位的噪聲。和表示PLL輸入,、輸出相位,。1/M和1/N分別為分頻器參考和主要系數(shù)。和為相位檢測(cè)器,、低通濾波器和VCO的傳輸函數(shù),。表示PLL芯片噪聲,，其中包括分頻器噪聲和相位檢測(cè)器噪聲。另外一項(xiàng)表示濾波器（Ufn）的均方根（RMS）噪聲電壓,。表示VCO噪聲,。開(kāi)環(huán)增益表示如下：

噪聲輸入至PLL輸出端的傳輸函數(shù)定義如下：

生產(chǎn)廠商通常給出VCO、參考源和PLL芯片的相位噪聲數(shù)據(jù),，如單邊帶相位噪聲和,。PLL輸出端相位噪聲為：

其中：

  僅為VCO的輸出相位噪聲，

  僅為參考源的輸出相位噪聲,，

   僅為PLL芯片的輸出相位噪聲,，

  僅為濾波器的相位噪聲。

整數(shù)N鎖相環(huán)

最簡(jiǎn)單的PLL結(jié)構(gòu)為整數(shù)N鎖相環(huán),。在這種結(jié)構(gòu)下輸出頻率為：

其中=10MHz為相位檢測(cè)器頻率（輸出頻率的一半）,，N=445…465為主分頻系數(shù)。介于Analog Devices公司的ADF4107PLL芯片有很寬的輸入頻帶（高達(dá)7GHz）,、高相位檢測(cè)器頻率（高達(dá)104MHz）,，以及低除法器、相位檢測(cè)器相位噪聲（=10MHz時(shí)=-149dBc/Hz）,，這里使用該芯片作為PLL,。PLL參考源采用Morion公司的MV87-1-100MHz恒溫控制晶體振蕩器（OCXO），理由是其相位噪聲很低,，100Hz頻偏時(shí)其相位噪聲為-115dBc/Hz,。PLL采用了二階無(wú)源充電泵濾波器。該濾波器的傳輸函數(shù)即為其阻抗,。G（s）相位拐點(diǎn)處的頻率與PLL帶寬相同,。G（s）的相位項(xiàng)在處取得最大值。一般的經(jīng)驗(yàn)法則是從開(kāi)始對(duì)PLL進(jìn)行設(shè)計(jì),。但是,，這里推薦把緩緩提升至，式5-8傳輸函數(shù)中處只有1dB的過(guò)沖,。

為了使PLL在所有頻偏處均能獲得最小相位噪聲,，帶寬必須靠近某點(diǎn)，使自由運(yùn)行VCO相位噪聲與來(lái)自其它噪聲源的所有PLL相位噪聲相等,。如果較小,，PLL無(wú)法在頻偏比較高時(shí)改進(jìn)VCO相位噪聲。較大時(shí),，當(dāng)頻偏超過(guò)時(shí)PLL會(huì)使VCO相位噪聲惡化,。由式11、12，有,，N=455,，M=10，Nref=-125.8dBc/Hz以及=-94.8dBc/Hz,。

假定,，環(huán)路濾波器噪聲比低很多，那么成為最主要噪聲源,。從VCO相位噪聲圖來(lái)看,，=75kHz此時(shí)為-101dBc/Hz。當(dāng)=75kHz由式9算出=-93.7dBc/Hz,。如果定義了和,，則濾波器元件參數(shù)可知：。為了獲得濾波器輸出端的均方根噪聲電壓,，實(shí)際應(yīng)用中的電阻可以用一個(gè)理想電阻和一個(gè)串聯(lián)等價(jià)噪聲源代替,，噪聲源的均方根電壓為：

濾波器產(chǎn)生的輸出相位噪聲僅可由式12-14得到：

=75kHz時(shí)算得Nfn = -112dBc/Hz。為了確定這種設(shè)想,，利用Analog Devices公司的ADI SimPLL軟件按照之前定義的那些參數(shù)對(duì)PLL性能進(jìn)行仿真,。由式4計(jì)算出的開(kāi)環(huán)增益和相位如圖2所示。僅由參考源和僅由PLL芯片產(chǎn)生的輸出相位噪聲根據(jù)廠商給出的數(shù)據(jù)和式11,、12計(jì)算出來(lái),，結(jié)果如圖3所示。僅由VCO和僅由環(huán)路濾波器產(chǎn)生的輸出相位噪聲,，根據(jù)廠商提供數(shù)據(jù)和式10,、15算出結(jié)果見(jiàn)圖4。由式9可算出PLL總輸出相位噪聲,，如圖5所示,。

圖2 開(kāi)環(huán)增益（藍(lán)）和相位（紅）

圖3 僅由參考源（藍(lán)）和僅由PLL芯片（紅）得到輸出相位噪聲

圖4 僅由VCO（藍(lán)）和僅由環(huán)路濾波器（紅）得到的輸出相位噪聲

圖5 PLL總輸出相位噪聲

在PLL帶寬中有兩個(gè)區(qū)域。在第一個(gè)區(qū)域（500Hz）內(nèi),，參考源輸出相位噪聲是所有噪聲源中最大的,。在第一個(gè)區(qū)域內(nèi)處合成器輸出相位噪聲（SPN）由下式給出：

第二個(gè)區(qū)域（1kHz50kHz）內(nèi)，芯片輸出相位噪聲在所有噪聲源中最大,。其大小依鑒相器頻率而定,，關(guān)系如下：

其中當(dāng)時(shí)=-219dBc/Hz為鑒相器ADF4107的相位噪聲水平。因此,，在第二個(gè)區(qū)域內(nèi),，合成器輸出相位噪聲由下式給出

分?jǐn)?shù)N鎖相環(huán)

由式16、18可看出要減小和,，必須增大,、減小N,。然而這樣就會(huì)使N變?yōu)樾?shù),。為了工作在小數(shù)N模式下,，必須用到小數(shù)N鎖相環(huán)芯片。這里采用Analog Devices公司的ADF4193芯片和Z-Communications公司的V630ME09 VCO來(lái)仿真小數(shù)N鎖相環(huán)的性能,。因?yàn)檫@種PLL芯片的最大輸入頻率只有3.5GHz,，所以采用了一個(gè)4倍頻器產(chǎn)生合成器輸出信號(hào)。這樣輸出頻率就為：

其中INT為N的整數(shù)部分,，FRAC/MOD則為N的小數(shù)部分,。因?yàn)?/span>ADF4193最大鑒相器頻率為26MHz，所以把設(shè)為25MHz（M=4）,，MOD=25,。這樣就可得到INT=89…92，FRAC=0…24和頻率間隔為4=4MHz的一組輸出頻率,。這里只需利用其中的每間隔四個(gè)頻點(diǎn)的頻率,。PLL相位噪聲-頻偏曲線如圖6所示。

圖6 小數(shù)N PLL的相位噪聲仿真

在第一個(gè)區(qū)域內(nèi)處合成器輸出相位噪聲為：

它與整數(shù)N PLL在頻偏100Hz時(shí)的相同,，這是因?yàn)檫@兩個(gè)合成器參考頻率的總倍頻系數(shù)相同,。在第二個(gè)區(qū)域內(nèi)合成器的輸出相位噪聲由下式給出

與整數(shù)N PLL相比有4dB的性能提升，這是因?yàn)樵谛?shù)N PLL中的也比整數(shù)N PLL中大4dB,。

混合型合成器

另一個(gè)使合成器工作在分?jǐn)?shù)N模式下的方法是采用能夠進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)移的混合合成器結(jié)構(gòu),，如圖7所示。這種結(jié)構(gòu)包含第一種擁有最大允許值的固定整

圖7 帶頻率轉(zhuǎn)移的混合合成器結(jié)構(gòu)

數(shù)N PLL和第二種可調(diào)整的整數(shù)N PLL,。這些信號(hào)源的信號(hào)通過(guò)混頻器,、濾波器和倍頻器混合。最終輸出頻率為：

其中,、分別為第一和第二種PLL的頻率,。固定PLL的鑒相頻率為100MHz，達(dá)到了的最大允許值,?？烧{(diào)PLL的鑒相頻率為輸出頻率的一半或10MHz。

式22表示FPD=100MHz時(shí)“真”小數(shù)N PLL,。式22中的系數(shù)為：

其中int（x）為變量x的取整運(yùn)算,。

由于第一、第二PLL芯片相互獨(dú)立,，其輸出的相位噪聲相互獨(dú)立,。因此，如果兩個(gè)噪聲相同,，他們合并將得到最小值為：

兩個(gè)PLL均采用ADF4107,，因?yàn)樗季哂凶钚〉?/span>PN基,。因此有

，那么有,。

為了產(chǎn)生并且保持ADF4107的最小輸入頻率（1.0GHz）,，可以得到，=105…125,。于是由式24,、25有INT=34+10…12=44…46，FRAC=0…9

因此PLL頻率值為=3400MHz,，=1050…1250MHz,。

固定PLL的性能仿真采用Hittite Microwave公司的HMC389LP4。第一和第二個(gè)PLL的相位噪聲與頻偏之間的關(guān)系如圖8,、9所示,。

圖8 固定PLL的相位噪聲仿真

圖9 可調(diào)PLL輸出相位噪聲仿真

芯片相位噪聲約等于-107dBc/Hz。兩個(gè)芯片的輸出相位噪聲相互獨(dú)立,，在4.45-4.65GHz內(nèi)合并后比之前大3dB,，為-104dBc/Hz。等于-104+6=-98dBc/Hz,。這比整數(shù)N PLL的性能提升8dB,，這是因?yàn)榛旌虾铣善髦?/span>FPD比整數(shù)N PLL大10dB，而合并后性能損失只有3dB,。在頻偏100Hz處,，兩個(gè)PLL和合并以后的相位噪聲可以由以下式子獲得：

，

,，

等于-81.9+6=-75.9dBc/Hz,。這與整數(shù)N PLL的相同，這是因?yàn)閮蓚€(gè)合成器內(nèi)總的參考頻率倍頻系數(shù)相同,?？梢钥吹綗o(wú)論什么結(jié)構(gòu)都不能夠提升參考源相位噪聲，但混合合成器使PLL芯片輸出相位噪聲性能提升了8dB,。

實(shí)際頻率轉(zhuǎn)移結(jié)構(gòu)

頻率轉(zhuǎn)移結(jié)構(gòu)存在兩個(gè)缺點(diǎn)——混頻器輸出電平低和混頻器雜散相對(duì)電平高,。圖10給出了改良的實(shí)際結(jié)構(gòu)。HMC429LP4 VCO（1）產(chǎn)生一個(gè)4.45至4.65GHz的信號(hào),。擁有+14dBm功率的信號(hào)經(jīng)過(guò)隔離器（2）和場(chǎng)效應(yīng)管放大器（3）后,，被功分器（4）分成2個(gè)部分。第一部分通過(guò)一個(gè)隔離器（5）進(jìn)入場(chǎng)效應(yīng)倍頻器（6）,。第二部分通過(guò)隔離器（13）作為LO進(jìn)入Hittite Microwave公司的雙平衡混頻器HMC213MS8（14）,。

圖10 實(shí)際頻率轉(zhuǎn)移結(jié)構(gòu)

固定3.4GHzPLL包含一個(gè)HMC389LP4 VCO（18）、隔離器（17）,、功分器（16）,、ADF4107PLL芯片（20）和無(wú)源三極環(huán)路濾波（21）,。功分器（16）輸出的3.4GHz信號(hào)經(jīng)過(guò)諧波濾波器（15）進(jìn)入混頻器（14）RF輸入端，信號(hào)功率為-10dBm,?；祛l器（14）把4.45GHz到4.65GHzLO頻率轉(zhuǎn)換到1.05至1.25GHz IF頻率。然后功率為+2dBm的該IF信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器（19）和一個(gè)MMIC放大器（24）進(jìn)入ADF4107 PLL芯片,?？烧{(diào)1.05至1.25GHz PLL包括一個(gè)芯片（25）,、有源三極環(huán)路濾波器,，成為“虛擬VCO”，它的靈敏度和相位噪聲與HMC429LP4 VCO相似,。信號(hào)經(jīng)過(guò)倍頻器（6）以后,，通過(guò)隔離器（7）輸入到帶通濾波器（BPF）（8）中。然后通過(guò)隔離器（9）進(jìn)入二級(jí)FET放大器（10）,。信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后功率為+16dBm,，它再通過(guò)隔離器（11）和諧波濾波器（12）到達(dá)輸出端，此時(shí)功率為+13dBm,。從外部100MHzOCXO輸入的參考源信號(hào)經(jīng)過(guò)放大器（22）放大后輸入PLL芯片（20,，25）。頻率控制TTL信號(hào)輸入至Analog Devices公司的ADuC814 微轉(zhuǎn)換器（23）,。然后把控制比特信息寫入PLL芯片,。

圖11 合成器輸出頻譜測(cè)量值

這種結(jié)構(gòu)與之前介紹的結(jié)構(gòu)有兩個(gè)不同點(diǎn)。首先,，4.45至4.65GHz信號(hào)由更高功率的VCO產(chǎn)生,，作為混頻器LO。其次,，混頻器在這里的作用相當(dāng)于下變頻器,，對(duì)于3.4和1.05-1.25GHz信號(hào)，它均以更低功率運(yùn)行,。其結(jié)果是使倍頻器器輸入端希望得到的信號(hào)功率更高無(wú)用信號(hào)的功率更低,。這一結(jié)果非常重要，因?yàn)楸额l器會(huì)產(chǎn)生高階雜散,，這些雜散在BPF（8）帶寬內(nèi)會(huì)增大,。圖11給出HP8592頻譜分析儀測(cè)量出來(lái)的合成器輸出頻譜，該頻譜分析儀的帶寬解析度為3kHz,。合成器輸出端連接一個(gè)6dB衰減器,。在20-100kHz頻偏內(nèi)測(cè)量出來(lái)的平均噪聲大約等于-63dBc。因而以dBc/Hz為單位的平均噪聲給出如下：

這很符合理論結(jié)果-98dBc/Hz,。

實(shí)際應(yīng)用結(jié)構(gòu)中的雜散抑制

在實(shí)際應(yīng)用結(jié)構(gòu)中存在三種雜散源—混頻器,、倍頻器和PLL充電泵,。混頻器（14）在LO輸入端有一個(gè)-33dBm,、3.4GHz的RF泄露信號(hào),。隔離器（13）把該信號(hào)衰減至-50dBm。倍頻器產(chǎn)生一個(gè)具有很高帶寬的高次雜散,，但在無(wú)用的3.4GHz頻率上該雜散的功率非常低,。倍頻器輸出端所需信號(hào)為二次諧波，所有其它諧波都是無(wú)用的,，必須通過(guò)BPF（8）進(jìn)行抑制,。在4.5GHz頻率上合成器輸出雜散功率為-64dBc。BPF（8）對(duì)三次諧波的抑制大概為48dB,，濾波器（12）提供一個(gè)20dB的額外抑制,。PLL充電泵雜散是由充電泵不均衡以及輸出端DC電流引起。充電泵輸出端的總泄漏電流IL可假定為所有源的泄露總和,。充電泵電流波形I（t）是幅度為,、循環(huán)頻率為FPD的周期短時(shí)脈沖序列。對(duì)該信號(hào)進(jìn)行復(fù)立葉變換,，并根據(jù)FM理論,，可以得到一次雜散的相對(duì)值為：

其中為頻率處的環(huán)路濾波器阻抗。

首先計(jì)算3.4GHz固定PLL的最大雜散值,。該PLL參數(shù)為：=100MHz,，

=，,，N=34,，，,。環(huán)路濾波器元件參數(shù)為：=692pF,，=5.49nF，=289,。環(huán)路濾波器阻抗值=2.3,。VCO（18）調(diào)諧端口的泄漏電流最大值為10。式27給出了該雜散最大值：=-99dBc,。這個(gè)值是可以接受的,，但需要額外加一個(gè)截止頻率為3.0MHz的RC低通濾波器以抑制來(lái)自參考源的100MHz電磁干擾（EMI）。額外增加的RC電路組成一個(gè)三級(jí)無(wú)源環(huán)路濾波器,，應(yīng)盡可能地靠近VCO（18）調(diào)諧管腳,。它對(duì)參考源頻率產(chǎn)生額外的30dB衰減。合成器輸出一次雜散為-123dBc,，在實(shí)際中不可測(cè)量,。

在1.05-1.25GHz可調(diào)PLL中,，VCO（1）調(diào)諧端的泄漏電流也為10，但鑒相器頻率為10MHz,。與濾波器（21）相同的環(huán)路濾波器僅能將雜散抑制到-51dBc（一次輸出雜散）,。對(duì)充電泵采用最終頻率為3.2MHz的有源350kHz三次環(huán)路濾波器抑制其雜散。其原理圖如圖12,。其中運(yùn)算放大器（op-amp）采用Analog Devices公司的低噪聲OP184FS,。有源濾波器的主要優(yōu)點(diǎn)是把泄漏電流減小至0.6。它將一次輸出雜散衰減至-72dBc,。測(cè)量出的雜散為-70dBc,。

                圖12 有源350kHz三階環(huán)路濾波器原理圖

對(duì)來(lái)自供電單元的雜散抑制

獲得高功效對(duì)機(jī)載設(shè)備尤為重要。合成器所有組件所需電壓為+3.0或+5.0V,，但電源電壓為+12V,。DC-DC降壓器可以解決這個(gè)問(wèn)題，但其第四個(gè)雜散源和額外的相位噪聲,，同時(shí)占用了通常為190的狹小空間的一部分。因此需要對(duì)DC-DC降壓器的電磁噪聲進(jìn)行高強(qiáng)度抑制^4,，5,。噪聲有兩種傳播路徑—導(dǎo)線傳播和降壓器電感的磁場(chǎng)傳播。采用小空隙的自屏蔽電感磁芯可以對(duì)后一條傳播路徑進(jìn)行抑制,。導(dǎo)線傳播有兩種模式—共模和差模,。對(duì)共模傳播的噪聲，可以把PCB上的降壓器懸置（減小與地面間的寄生電容）,，并在它的輸入輸出端接共模扼流來(lái)進(jìn)行抑制,。差模波紋和噪聲采用LC-LPF和Analog Devices公司的調(diào)壓器ADP3301抑制。在260kHz降壓器轉(zhuǎn)換頻率處PLL不工作,，VCO（1）近似運(yùn)行在自激勵(lì)狀態(tài)下,。有人發(fā)現(xiàn)了來(lái)自電源波紋的260kHz雜散。VCO輸出端的正弦調(diào)頻（FM）雜散功率由下式給出^4,，5：

其中：

U­_m=峰值調(diào)制電壓

F_mod=260kHz

K_p=214MHz/V為推頻靈敏度

DC-DC降壓器有一個(gè)20mV的峰值輸出波紋,，LC-LPF對(duì)波紋的抑制為34dB，ADP3301對(duì)波紋的抑制為35dB,。那么,，U_m=7V、L_VCO（1）=-74dBc,，合成器輸出雜散功率比之前高6dB：-68dBc

波紋通過(guò)充電泵供電線路傳入VCO調(diào)諧端口,。充電泵的電源供應(yīng)抑制率（PSRR）可能大于20dB，但是其調(diào)諧靈敏度K_VCO=2110MHz/V比推頻靈敏度大18dB,。因此,，調(diào)諧端波紋產(chǎn)生的260kHz雜散水平小于-70dBc,。波紋進(jìn)入VCO調(diào)諧端另一條路徑為運(yùn)算放大器（26）的供電線。但由于OP184的電源供應(yīng)抑制率（PSRR）在100-300kHz波段內(nèi)大約為30dB,，因此從這條路徑傳輸?shù)妮敵鲭s散為-80dBc,。這些雜散合并后得到總的輸出雜散水平為-63dBc。在合成器輸出端降壓器雜散測(cè)量值大約為-65dBc,。

實(shí)際應(yīng)用結(jié)構(gòu)中的寬頻帶噪聲

為了設(shè)計(jì)最優(yōu)PLL,，它的帶寬必須盡可能地設(shè)置在自激勵(lì)VCO相位噪聲與芯片相位噪聲相同的那個(gè)點(diǎn)上。然而在實(shí)際應(yīng)用中,，必須考慮供電電源和環(huán)路濾波器元件產(chǎn)生的噪聲,。必須得到VCO（1）運(yùn)行在自激勵(lì)狀態(tài)下時(shí)，其供電線上電壓噪聲產(chǎn)生的200kHz頻偏相位噪聲,。VCO輸出端相位噪聲為：

調(diào)壓器ADP3301在f_OS=200kHz處輸出噪聲電壓密度U_NS=40nV/,。那么其供電PN為-114dBc/Hz。必須得到VCO（1）調(diào)諧端200kHz,，U_fn下總噪聲電壓密度,。這種噪聲由七個(gè)相互獨(dú)立的噪聲源源產(chǎn)生—電阻R₁至R₄所產(chǎn)生噪聲、運(yùn)算放大器等效輸入噪聲電壓和電流,。第七個(gè)為調(diào)壓器產(chǎn)生的噪聲,，它通過(guò)充電泵后，最小衰減20dB,，通過(guò)運(yùn)算放大器后衰減30dB,。

經(jīng)過(guò)均方根合并后，VCO（1）調(diào)諧端200kHz頻偏總噪聲電壓密度可得：U_fn=7.8nV/,。由式29可得VCO輸出相位噪聲

PN tune = 20log（K_VCOU_fn/（2f_OS））=-110.3dBc/Hz

在“純凈的”供電電源和“純凈的”調(diào)諧電壓下,，VCO(1)在200kHz頻偏處有L_VCO=-111dBc/Hz。因此,，在實(shí)際應(yīng)用結(jié)構(gòu)中,，VCO（1）在200kHz頻偏處的總相位噪聲為：

L_VCO(1)=10log（antilog（L_VCO/10）

+antilog（PN supply/10）

+antilog（PN tune/10））=

-106.7dBc/Hz

芯片相位噪聲等于-107dBc/Hz。如果PLL帶寬設(shè)為200kHz,，那么將會(huì)在200kHz頻偏處產(chǎn)生一個(gè)3dB的過(guò)沖,。因而把PLL帶寬設(shè)為350kHz，為,。

圖13所示為10kHz分辨率帶寬,、帶寬跨度為2MHz測(cè)量所得合成器輸出頻譜。與仿真結(jié)果相比,，在300到1000kHz頻偏范圍內(nèi)有額外的相位噪聲,。由式1來(lái)看，相位噪聲響應(yīng)在350kHz以上應(yīng)該有一個(gè)-20dB/十倍頻程的斜坡。然而途中曲線在300-600kHz范圍內(nèi)是恒定值,。這一效應(yīng)由于運(yùn)算放大器和充電泵PSRR在300-600kHz波段內(nèi)減小,。

圖13、合成器輸出頻譜

諧波抑制器

接下來(lái)的問(wèn)題就是如何獲高效率,，低諧波電平,。當(dāng)產(chǎn)生飽和的高諧波分量時(shí)放大器效率最大。諧波濾波器（12）包含帶開(kāi)路短截線的微帶線,。它們的長(zhǎng)度為1.5倍,、2倍和3倍F_OUT頻率對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)的1/4，間隔為F_OUT波長(zhǎng)的1/4,。傳輸線放置在12.5GHz截止頻率波導(dǎo)寬面,。波導(dǎo)的窄面放置一個(gè)吸收器，其上有全部短截線的末端,。短截線發(fā)射出來(lái)的大諧波信號(hào)被迅速吸收,。插入損耗在F_OUT、2F_OUT和3F_OUT處分別為3dB,、36dB和40dB,。測(cè)量得到的二次諧波水平為-48dBc，三次諧波水平小于-55dBc,。輸出功率為+13dBm,，總功耗為2.3W。

微音效應(yīng)的抑制

抑制微音效應(yīng)對(duì)機(jī)載設(shè)備非常重要,。瓷片電容存在壓電效應(yīng)。如果將它們應(yīng)用在高阻電路,，如VCO調(diào)諧端,，中則成為微音調(diào)頻源。由于100Hz處的共振,，激勵(lì)VCO調(diào)諧端0.13V的壓電電壓會(huì)產(chǎn)生-30dBc輸出雜散,。鐵氧體微波隔離器也存在微音效應(yīng)。因?yàn)樗鼈兙?/span>VCO的負(fù)載,，所以成為微音調(diào)頻源,。

必須量由調(diào)諧端口，供電端口和和負(fù)載反射系數(shù)調(diào)制產(chǎn)生的VCO低頻率調(diào)制PLL抑制,。對(duì)于固定和可調(diào)PLL,，調(diào)諧端口的調(diào)頻測(cè)量都是很容易的。首先,，通過(guò)把充電泵設(shè)置為三態(tài)使PLL不工作,。在VCO調(diào)諧端利用一個(gè)大電阻輸入小幅正弦信號(hào)。由此測(cè)量出自激勵(lì)狀態(tài)下雜散相對(duì)水平。下式給出

其中U_m和F_mod為調(diào)諧端口的調(diào)制信號(hào)的幅度和頻率,。然后把PLL置于工作狀態(tài),，測(cè)量出此狀態(tài)下的相對(duì)雜散水平，式子給出如下：

其中s=j2F_mod,。20表示PLL調(diào)頻抑制,。其分別對(duì)固定和可調(diào)PLL計(jì)算。相位項(xiàng)（1+G（s））也計(jì)算得出,。圖14,、15給出仿真結(jié)果。在500Hz處有一個(gè)大約為100dB的調(diào)頻抑制,。在這樣低的電平上測(cè)量會(huì)非常困難的,，于是在實(shí)際測(cè)量中采用F_mod=20kHz。對(duì)于兩個(gè)PLL測(cè)量出來(lái)的調(diào)頻抑制均為37-39dB,。這與仿真結(jié)果大致相同,。

圖14、固定PLL的調(diào)頻響應(yīng)仿真

圖15,、可調(diào)PLL的調(diào)頻響應(yīng)仿真

結(jié)論

本文介紹了機(jī)載頻率合成器的實(shí)用設(shè)計(jì),。一種混合合成器結(jié)構(gòu)可以使芯片相位噪聲性能提升8dB。最佳的實(shí)用合成器結(jié)構(gòu)對(duì)來(lái)自所有源的雜散進(jìn)行抑制,，使其輸出水平小于-64dBc,。計(jì)算了這些雜散的水平，并且討論了雜散抑制方法,。最佳的供電單元結(jié)構(gòu)使設(shè)計(jì)具有功效高,、雜散低和體積小的特點(diǎn)，但在300-600kHz頻偏范圍內(nèi)有一個(gè)較低的來(lái)自供電電源的額外相位噪聲,。仿真和測(cè)量了PLL調(diào)頻抑制,。