摘 要： 提出一個共源共柵結(jié)構的超寬帶低噪聲放大器。該電路基于臺積電0.18 μm CMOS工藝,，工作在3 GHz～5 GHz頻率下,，用來實現(xiàn)超寬帶無線電,。仿真結(jié)果表明，該低噪聲放大器有最大13.6 dB的增益,。整個頻段噪聲系數(shù)小于1.9 dB,。輸入和輸出反射損耗都小于-11 dB。一階壓縮點在-15 dBm左右,。功耗為18.7 mW,。
關鍵詞： 超寬帶；低噪聲放大器,；共源共柵,；輸入匹配
超寬帶（UWB）技術是面向無線個人局域網(wǎng)應用的新技術。它比窄帶無線系統(tǒng)有著高數(shù)據(jù)傳輸率,、低成本,、低功耗的優(yōu)勢。美國聯(lián)邦通信委員會已認可該技術,，但是由于種種技術上的原因,，UWB標準還沒有準確定義。目前UWB初定標準主要存在DS-UWB和 MB-OFDM[3]兩種結(jié)構,。在DS-UWB結(jié)構中,，頻段被分為兩部分,，高頻部分為6.2 GHz～9.6 GHz，低頻部分為3.1 GHz～4.9 GHz,。在MB-OFDM結(jié)構中,，頻段主要被定義三部分，A段為3.1 GHz～4.9 GHz,，C段為6 GHz～8.1 GHz,，D段為8.1 GHz～10.6 GHz。其中3.1 GHz～4.9 GHz是一個很重要的頻段,。
在無線接收機中,，位于接收機前段的低噪聲放大器（LNA）是很重要的模塊。LNA的輸入阻抗應該與源阻抗匹配以避免信號反射,，通常為50 Ω,。在有大信號輸入的情況下，還要有一定的線性度?，F(xiàn)有的超寬帶低噪聲放大器普遍存在著噪聲系數(shù)比較大,、芯片面積大等不足之處，有待于進一步改進,。帶寬越寬,，設計難度就越大。
本文提出的CMOS 超寬帶低噪聲放大器,，采用巴特沃斯濾波器作為輸入匹配,，同時采用源極跟隨器作為輸出匹配，用兩個臺積電0.18 μm工藝的MOS管組成共源共柵結(jié)構作為中間連接和放大部分,。
1 輸入匹配
1.1 常用的電路結(jié)構
綜合各資料分析,，超寬帶低噪聲放大器采用分布式結(jié)構、電阻并聯(lián)反饋式結(jié)構,、帶通濾波器以及開關切換四種實現(xiàn)方式,。分布式結(jié)構采用的原理是“延時換帶寬”，每條放大電路提供一定增益,，輸出節(jié)點按統(tǒng)一相位延時正向相加,，這樣每條放大電路只提供一定增益，最后相加增益仍很可觀,。所以每條放大電路可以用很簡單的放大電路及小尺寸的MOS管來實現(xiàn),，其輸入輸出節(jié)點寄生電容比較小，就可以實現(xiàn)超寬帶輸入匹配,。但是這種電路最大缺陷是功耗和面積較大,。因為每條放大電路都要消耗一部分功率，這對于現(xiàn)代無線手持設備很難接受,。電阻反饋式LNA,，它根據(jù)反饋原理可以在一寬頻帶范圍內(nèi)實現(xiàn)輸入輸出阻抗匹配,。但是反饋電阻本身就是一個噪聲源，同時反饋途徑還提供了輸出信號的正向饋通,，降低了反向隔離系數(shù),。開關切換方式放大器主要把總的帶寬分為幾個頻率段，在電路的輸入或輸出匹配段加幾個開關,，每切換一個開關,，就改變了輸入或輸出阻抗匹配，在每種匹配情況下,，只對應其中一個頻率段,，這樣不斷切換，就滿足所有頻段的要求,。這種方式電路簡單,、原理易懂，但是在芯片內(nèi)部實現(xiàn)幾個非常靈活的開關是很困難的,，而且不同頻段的電路,，其噪聲起伏往往比較大。
用帶通濾波器實現(xiàn)阻抗匹配是現(xiàn)階段超寬帶LNA的常用方式[1],。它可以在一個很寬的頻段內(nèi)滿足匹配要求,，同時不會對噪聲和線性度產(chǎn)生大的影響,。其缺陷在于現(xiàn)在的RFIC制造工藝無法提供高品質(zhì)的電感和電容,，影響了其設計精度。切比雪夫濾波器和巴特沃斯濾波器都可用于電路的輸入匹配,，這兩方面的電路結(jié)構在IEEE論文集里都有介紹,。
1.2 巴特沃斯濾波器輸入匹配
本文采用了巴特沃斯濾波器。巴特沃斯濾波器在通帶內(nèi)比較平坦,，所以叫最大平滑濾波器,。采用帶通濾波器輸入匹配的同時，一般采用MOS管源極電感負反饋模型,。這樣做的目的是通過精確計算MOS管的柵寬,，來確定其柵源電容Cgs，這樣Cgs與Lg,，C1和L1就組成一個二階巴特沃斯濾波器,。而確定Ls就可滿足阻抗匹配要求，如圖1,。
圖1中MOSFET管是CMOS管,，圖2為圖1的小信號模型。
1.3 濾波器設計
因為運行頻率在3 GHz～5 GHz之間,，所以確定濾波器中心頻率在3.8 GHz左右,，因為是根據(jù)
來確定,，-3 dB帶寬大概為3.8 GHz，如圖3所示,。根據(jù)該種濾波器傳輸特性,，為使濾波器在3 GHz～5 GHz傳輸損耗最小，定C1為1 pF,，L1為1.5 nH,，Lg為2.3 nH，Cgs為0.6 pF,。
2 電路主結(jié)構
電路主結(jié)構采用了共源共柵和源極跟隨器結(jié)構,，分別作電路的主體放大部分和輸出匹配，見圖4,。這部分的設計難點是要設計兩個MOS管的柵寬,，這一步是根據(jù)經(jīng)驗公式[1]計算得來的。整個共源共柵電路（不考慮共柵管噪聲）最小噪聲系數(shù)為：
Esat表示溝道飽和電場,。根據(jù)式(1)～式(4)綜合分析共源管的柵寬最優(yōu)值,，得出最佳噪聲條件下的共源管柵寬值。
源極跟隨器能在較寬頻帶內(nèi)提供相對恒定的阻抗輸出,，容易實現(xiàn)阻抗匹配,，該結(jié)構常用在各種LNA的輸出匹配中[2]。由于輸出級功耗小,，管子尺寸比較小,。本文選擇M3管柵寬為30μm。不過相對于共源放大器或者共源共柵結(jié)構[2],，源極跟隨器的增益比較小,，這需要仔細設置偏置電流與柵寬。
輸出負載R1與L4的值分別為50 Ω和4.5 nH,。輸出負載的設計主要考慮增益和與輸出點的寄生電容諧振問題,。仿真分析表明，電阻越大,，增益會減低,，但增益平坦度會比較好；相反如果電阻較小,，增益會高一點,，但平坦度會變差，這需要折中考慮,。在實際電路中,，元件參數(shù)取值與理論分析結(jié)果基本一致，但有些元件參數(shù)需要用軟件進行實際優(yōu)化。圖4中的C4為1.0 pF,，L5為1.5 nH,，Lg為2.3 nH，Ls為0.8 nH,，Cp為100 fF,。M1柵寬為200μm，M2柵寬為300μm,。隔直電容C5和C2都為20 pF,，L3為3.5 nH。另外輸出偏置電流設為5 mA,。
從圖4得知,，在共源MOS管的柵源端，加了電容Cp,。加這個電容的目的,，是為平衡輸入匹配和噪聲優(yōu)化的矛盾，同時減少Lg的電感值,。因為在前面計算中已得出Cgs值,，但根據(jù)以下公式[1]：
由于柵寬與溝道寬度都已確定，從公式(5)得出Cgs值大概為0.2 pF,，這個值與前面的輸入匹配值相差較大,。為解決這個矛盾，就先計算好噪聲優(yōu)化柵寬,，這個柵寬下的Cgs往往比最佳輸入匹配柵寬下的Cgs小,，這個差值就通過在柵源之間加電容Cp來彌補，Cp值是根據(jù)軟件仿真結(jié)果與計算值優(yōu)化確定的,。另外在共源管與共柵管之間加了隔直電容與電感,，主要是為了優(yōu)化噪聲,，加了電感以盡可能消除兩個管子之間的寄生電容,，從而減小噪聲系數(shù)。
3 仿真結(jié)果
仿真用ADS2008軟件,，MOS管是BSIM3模型,。結(jié)果表明，電路放大帶寬3 GHz～5 GHz,，功率增益為13.6 dB～11.2 dB,，帶內(nèi)增益波動為2.4 dB左右，如圖5,。帶內(nèi)噪聲系數(shù)為1.2 dB～1.9 dB,，一階交調(diào)點在-15 dBm附近，見圖6。大于通常的-25 dBm的最低標準,。在全頻段,，輸入反射損耗與輸出反射損耗均小于-11 dB，表明輸出輸入匹配良好,，分別如圖7,、圖8。在1.5 V電壓下,，功率消耗為18.7 mW,。噪聲系數(shù)曲線如圖9。
本文綜合了常用的寬帶匹配網(wǎng)絡理論和共源共柵電路結(jié)構,，設計的超寬帶低噪聲放大器,，工作在超寬帶協(xié)議規(guī)定的第一頻段。本文對超寬帶放大,、增益,、噪聲系數(shù)、線性度,、輸入輸出反射損耗等多方面的要求進行了仔細推導,，考慮了這些要求的相互制約，最后設計出各方面性能最優(yōu)化的電路,。仿真結(jié)果表明該電路具有噪聲系數(shù)低,、增益大等優(yōu)點，符合設計要求,。
參考文獻
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